Quels sont les principaux éléments du multiplicateur de fréquence. Multiplication de fréquence. Spécifications MS LM7001J

Multiplicateurs de fréquence. Les multiplicateurs de fréquence passifs les plus simples sont basés sur la distorsion du signal d'entrée harmonique e m (t) dans le courant d'un élément non linéaire sans inertie avec la caractéristique et b1X (fbx). Dans le circuit de sortie d'un tel élément non linéaire, un circuit est activé pour isoler (filtrer) les composantes de fréquence plus élevée du courant/sortie (/).

Estimons l'efficacité de fonctionnement de tels multiplicateurs de fréquence en fonction de la multiplicité NS. Nous approximons la caractéristique d'un élément non linéaire par une fonction exponentielle lisse

où / 0 est le courant à euh= 0 ; a est un facteur de dimension B "1.

Écrivons le signal d'entrée harmonique sous la forme

Riz. 3.11.

où E - décalage initial; U-BX - l'amplitude du signal d'entrée du multiplicateur ; est la fréquence du signal d'entrée.

Ensuite, l'amplitude de la nième harmonique de courant / 1n d'un tel élément non linéaire peut être exprimée en fonction de la fonction de Bessel modifiée Jn (x) d'ordre l sous la forme

où

Aux faibles amplitudes d'entrée x = aU BX « n la fonction de Bessel dans la formule (3.4) est remplacée par l'expression asymptotique

En figue. 3.11 la ligne pointillée montre le rapport de l'amplitude du courant du nième harmonique à l'amplitude du courant du premier harmonique pour une non-linéarité exponentielle lisse à un petit signal selon la formule (3.5).

À de grandes amplitudes du signal d'entrée dans un tel nœud, l'effet de limitation du courant de sortie se produit et, à la limite, la non-linéarité peut être considérée à deux niveaux :

où / 0 - coefficient avec la dimension du courant, qui a la signification physique du niveau de limitation; E "- tension de coupure du courant.

L'angle de coupure courant, compte tenu de la formule (3.4), est déterminé par la relation cos0 = (SA") / U in, et les harmoniques supérieures du courant 10 p au lieu de la formule (3.5) sont exprimés par la relation

Si l'on choisit pour chaque multiplicité n l'angle de coupure 0 pour que le facteur sin n0 au numérateur de la formule (3.7) soit égal à l'unité, alors il résulte de la formule (3.7) que les amplitudes des harmoniques supérieures du courant diminuent en sens inverse proportionnelle au nombre des harmoniques, et leur puissance, respectivement, inversement proportionnelle au carré du nombre d'harmoniques. En figue. 3.11 la ligne en pointillés représente le rapport de l'amplitude actuelle du nième harmonique à l'amplitude actuelle du premier harmonique pour la non-linéarité à deux niveaux selon la formule (3.6).

Si nous utilisons une approximation linéaire par morceaux des caractéristiques d'un élément non linéaire

où S - coefficient de dimension A/B, qui a le sens physique de la pente de la caractéristique d'un élément non linéaire, puis au lieu de formule (3.5) ou (3.7), l'amplitude du courant de la nième harmonique N n exprimé en termes de coefficients de l'expansion linéaire par morceaux de l'impulsion cosinus avec une coupure :

(3.8)

Pour l = 1, l'expression suivante est vraie et pour

moi ? 2 vous devez utiliser l'expression

... Pour chaque facteur de multiplication, il existe un angle de coupure optimal 0 OPT = tf/l, auquel l'amplitude du courant de cet harmonique est maximale. Le rapport / „//, des amplitudes de courant des nième et 1er harmoniques pour les valeurs optimales de l'angle de coupure 0 de l'OPT est exprimé par le rapport

En figue. 3.11 la ligne continue montre (selon la formule (3.9)) la dépendance de / „//, sur la multiplicité n à l'approximation polygonale et l'angle de coupure optimal.

Figure. 3.11 il s'ensuit que les courants des harmoniques supérieures du courant avec une transformation non linéaire sans inertie et le choix optimal de l'angle de coupure diminuent en moyenne inversement proportionnelle à la multiplicité n, et leur puissance - inversement proportionnelle au carré de la multiplicité. L'isolement de la composante harmonique requise avec une bonne pureté spectrale des impulsions de courant est également difficile à une multiplicité élevée, car il nécessite des facteurs Q élevés de filtres passe-bande sélectifs en fréquence, qui sont difficiles à réaliser. Par conséquent, les multiplicateurs de fréquence les plus simples ne sont utilisés qu'avec un petit facteur de multiplication n = 2 et n = 3 en utilisant les angles de coupure optimaux.

De la formule (3.8), en outre, il résulte qu'en choisissant l'angle de coupure 0 = n / (n - 1) il est possible d'atteindre une amplitude nulle du courant de l'un des harmoniques parasites adjacents. Par exemple, l'amplitude du courant de troisième harmonique est nulle à 0 = 90 °, la quatrième - à 0 = 66 °, la cinquième - à 0 = 52 e, la sixième - à 0 = 43 e, la septième - à 0 = = 38 e, le huitième - à 0 = 33 e Cette caractéristique peut être prise en compte pour améliorer le filtrage des composantes spectrales interférentes dans les multiplicateurs de fréquence.

Un multiplicateur haute fréquence sans isoler une composante harmonique à la sortie peut être réalisé sur la base de la formation de courtes impulsions vidéo rectangulaires à partir d'un signal d'entrée harmonique avec une fréquence/entrée aux moments où la tension d'entrée croise zéro avec une dérivée positive conformément avec la formule (3.6). C'est ce qu'on appelle un générateur d'harmoniques et est utilisé pour mailler plusieurs composantes spectrales simultanément avec un pas de fréquence fixe. En figue. 3.12 montre le spectre d'amplitude de la puissance des harmoniques supérieures pour une séquence périodique d'impulsions vidéo, lorsque 0 = / 8, c'est-à-dire la durée de l'impulsion formée est 16 fois inférieure à la période de l'oscillation de fréquence d'entrée.

Composantes spectrales de l'oscillation illustrée à la Fig. 3.12, ont des fréquences nf m, leur enveloppe de puissance R" obéit à la loi

où P 0- la puissance de la composante constante du signal.

Riz. 3.12.

Les inconvénients d'un tel multiplicateur de fréquence sont, d'une part, la réduction avec la multiplicité croissante du rendement de conversion de la puissance du signal d'entrée en puissance de l'harmonique recherchée, proportionnelle au carré de la multiplicité ; d'autre part, une diminution de la puissance des harmoniques proche des valeurs de la multiplicité n, approximativement égale au rapport cyclique des impulsions q= je / 0. De plus, avec une augmentation de la multiplicité, le problème de la suppression avec la profondeur requise des composants qui ont une fréquence supérieure et inférieure à la fréquence allouée devient plus compliqué.

La multiplication de fréquence basée sur des éléments réactifs non linéaires (varactors) permet à une partie importante de la puissance de fréquence d'entrée d'être transférée à la charge à l'harmonique libérée. Les rapports de Manly-Rowe prouvent qu'en principe, il est possible, en utilisant un élément réactif non linéaire, de convertir jusqu'à 100% de la puissance du signal d'entrée à une fréquence en la puissance du signal à une harmonique arbitraire ayant une fréquence inférieure, si le circuit électrique avec un élément réactif non linéaire à l'entrée a une résistance négligeable pour toutes les fréquences, à l'exception de l'entrée, et à la sortie - une résistance négligeable pour toutes les fréquences, à l'exception de la sortie. Cependant, pour de tels multiplicateurs, il n'y a pas d'isolement entre les circuits d'entrée et de sortie avec un élément non linéaire réactif commun. Avec une augmentation du facteur de multiplication, les difficultés de construction de chaînes de filtrage linéaires avec les propriétés indiquées augmentent.

Dans de nombreux cas, la fréquence du signal d'entrée du multiplicateur change pendant le fonctionnement, de sorte que l'utilisation de circuits de filtrage résonants est difficile. Les multiplicateurs de fréquence à large bande sont construits sans l'utilisation de circuits résonants qui émettent l'harmonique souhaitée. Un circuit équilibré (Fig. 3.13) d'un multiplicateur de fréquence basé sur deux éléments non linéaires identiques (NE) avec excitation antiphase via un séparateur (P) vous permet de compenser les harmoniques paires ou impaires à la sortie. Pour compenser les harmoniques impaires, les sorties des canaux sont additionnées en phase dans un additionneur (C), et pour compenser les harmoniques paires, un additionneur de signaux en opposition de phase, similaire au séparateur P.

Les circuits équilibrés avec une conception intégrée de haute technologie réduisent le niveau d'interférence la plus proche

Riz. 3.13.

Riz. 3.14.

composantes spectrales de 30 ... 35 dB. Le filtre passe-bande de sortie (BPF) pour préserver la large bande du multiplicateur est réalisé sous la forme d'une connexion en série d'un filtre passe-bas qui atténue les composants avec des fréquences inférieures à celles allouées, et d'un filtre passe-haut (filtre harmonique) qui ne passe pas d'harmoniques à la sortie de multiplicité supérieure. Par exemple, dans un doubleur de fréquence équilibré (N.-É.= 2) les angles de coupure dans les éléments non linéaires (voir Fig. 3.13) doivent être choisis à environ 90 °, de sorte que l'amplitude du courant la plus proche de l'harmonique supérieure attribuée avec le nombre N.-É.= 3 sera atténué de 20 ... 30 dB en raison du choix de l'angle de coupure, et en raison de l'équilibre, les composantes des premier et troisième harmoniques seront atténuées de 30 ... 35 dB supplémentaires. Les doubleurs de fréquence équilibrés (voir Fig. 3.13) peuvent fonctionner de manière satisfaisante lorsque la fréquence du signal d'entrée est modifiée plusieurs fois - de 1 à 2 octaves.

En règle générale, les doubleurs et tripleurs de fréquence sont passifs et les multiplicateurs de fréquence sont d'une fréquence plus élevée, parfois active. Un multiplicateur de fréquence actif sous la forme d'une boucle à verrouillage de phase de la fréquence d'oscillation d'un VCO avec un diviseur de fréquence dans l'anneau d'autocontrôle est construit selon le schéma illustré à la Fig. 3.14. Dans cet agencement, la fréquence du VCO est choisie pour être approximativement un multiple de la fréquence du signal d'entrée. Diviseur de fréquence avec rapport de division fixe :NS abaisse la fréquence à une valeur proche de / in, le discriminateur de phase d'impulsion (PPD) compare les phases du signal d'entrée et les oscillations de la fréquence divisée du VCO, et le signal de commande filtré euhà travers la boucle de rétroaction, il est envoyé à l'entrée de commande de fréquence du VCO, formant ainsi un système de boucle à verrouillage de phase (PLL). Les schémas de ce type sont discutés plus en détail au Ch. 5.

L'inconvénient du multiplicateur de fréquence illustré à la Fig. 3.14, est la possibilité que le système PLL sorte de la bande de synchronisme avec des variations significatives dans le réglage propre du VCO. Les multiplicateurs de fréquence actifs sont disponibles en multiples de 3 à 64 pour des fréquences de sortie jusqu'à 100 GHz.

Dans les multiplicateurs de fréquence sur les appareils à vide électriques à micro-ondes, par exemple, sur les klystrons transitoires, dans lesquels le résonateur d'entrée est réglé sur la fréquence harmonique du signal d'entrée et le résonateur de sortie est réglé sur un multiple de la fréquence, la puissance de sortie la plus élevée diminue avec une multiplicité croissante inversement proportionnelle à l, c'est-à-dire beaucoup plus faible par rapport aux multiplicateurs de fréquence basés sur des éléments actifs sans inertie. Cela est dû à des différences dans la nature du regroupement d'électrons dans de tels dispositifs. Par conséquent, de tels multiplicateurs de fréquence ont un seuil d'applicabilité de multiplicité plus élevé.

Dans les multiplicateurs de fréquence sur des bobines avec un matériau ferromagnétique fonctionnant en mode de saturation, la tension d'entrée harmonique crée un courant d'impulsion dans le circuit de sortie en raison du processus d'inversion de magnétisation du noyau. De tels nœuds ont une limitation sur la fréquence de fonctionnement supérieure, où des circuits avec des inductances localisées sur une ferrite peuvent être utilisés. La conversion de la puissance harmonique d'entrée ultra-haute fréquence jusqu'à 3 GHz en impulsions courtes avec une teneur élevée en harmoniques plus élevées peut être effectuée à l'aide de diodes avec accumulation de charge et récupération rapide.

Table 3.2 présente les paramètres de certains modèles de multiplicateurs et diviseurs de fréquence intégrés à large bande. Le modèle D-0840 est un doubleur de fréquence de signal de diode passive avec une plage de fréquence d'entrée inhabituellement large - facteur de chevauchement de fréquence kf = 5. Son coefficient d'atténuation de puissance moyen sur la plage est de -15 dB. Le tripleur de fréquence actif ATA-0304 a un coefficient de chevauchement de fréquence kf - 1,33 puissance du signal de sortie 15 dBm. Ceci est fourni par un amplificateur de puissance à large bande intégré avec une bande de fréquence de 9 ... 12 GHz. Dans le modèle multiplicateur de fréquence 5 fois MAX5M65075, l'amplificateur de puissance du signal de sortie fournissait un niveau élevé de puissance de sortie, et les filtres passe-bas intégrés (avec une bande de 12 GHz) et un filtre passe-haut (avec une bande de 1,5 GHz ) intégré en série à la sortie a fourni un niveau d'atténuation amélioré (jusqu'à - 40 dB) Tableau 3.2. Paramètres des multiplicateurs à large bande intégrés et des diviseurs de fréquence

Noter. x2 - doubleur de fréquence ; - tripleur de fréquence; x5 - multiplicateur de fréquence actif 5 fois ; x 16 - multiplicateur de fréquence actif 16 fois; +2 - diviseur de fréquence actif par 2 ...

suppression des composantes harmoniques indésirables du signal de sortie. Dans les multiplicateurs et les diviseurs de fréquence, en plus du paramètre caractérisant la composition harmonique du signal de sortie - MSS OUT, indiquez les valeurs de MSS IN, qui montre la fraction de composantes spectrales indésirables apparaissant dans le circuit d'entrée en raison de la transmission inverse. En règle générale, la valeur du MSS VX à

10 ... 20 dB inférieur à MSS OUT. Un problème très difficile a été résolu par les concepteurs et fabricants du multiplicateur de fréquence 16 fois du modèle HMC445LP4 : dans le circuit de sortie, la grille des harmoniques présentes simultanément a un pas de 0,6 ... 0,7 GHz par rapport à une fréquence moyenne de 10 ... 11 GHz. Dans ce modèle, un circuit équilibré est utilisé pour compenser les 15e et 17e harmoniques impairs, un filtre diélectrique passe-bande de sortie, mais néanmoins le niveau du PSS OUT dépasse -20 dB. On note un très faible niveau de bruit de phase intrinsèque. S 9 (F) pour ce modèle.

Diviseurs de fréquence. La division par deux de la fréquence d'un signal d'entrée harmonique se produit dans des circuits paramétriques à réactivité non linéaire, par exemple avec un varicap ou avec une ferrite. Une telle division de fréquence paramétrique en deux est utilisée dans la plage de fréquences d'entrée inférieure à 3 ... 40 GHz, et s'il est nécessaire d'obtenir un facteur de division plus élevé, ces nœuds sont activés en cascade. L'avantage des diviseurs de fréquence varactor paramétriques est la bande passante inférieure à une octave, car ils n'utilisent pas de circuits résonants.

Dans la plage de fréquences d'entrée inférieures à 1 GHz, il est possible d'utiliser des diviseurs de fréquence de compteur numérique - dans de tels nœuds, le rapport de division de fréquence est défini de manière arbitraire et il n'y a aucune limitation sur la fréquence de fonctionnement inférieure et, par conséquent, sur la fréquence la plus élevée rapport de division. Le signal de sortie des diviseurs de fréquence numériques est à deux niveaux - il a une forme d'impulsion sinueuse avec un rapport cyclique de 2. S'il est nécessaire d'en extraire la composante harmonique de la fréquence divisée, le traitement de fréquence est effectué à l'aide d'un passe-bas filtre avec une fréquence de coupure égale à la valeur la plus élevée de la fréquence de sortie.

Les multiplicateurs et diviseurs de fréquence introduisent non seulement des erreurs régulières, mais aussi aléatoires dans la phase du signal de sortie, qui dépendent de leur circuit, de la conception des nœuds, de la multiplicité, de la qualité du filtrage et d'autres facteurs déstabilisants. Par conséquent, l'instabilité de phase et de fréquence du signal de sortie du multiplicateur ou diviseur de fréquence est légèrement supérieure à celle du signal d'entrée. La dépendance de l'intensité du bruit de phase intrinsèque près de la fréquence porteuse sur la fréquence de décalage est déterminée par le circuit et le mode de fonctionnement de l'élément non linéaire de l'unité de conversion de fréquence, qui peut être spécialement conçu comme faible bruit. Par exemple, dans les diviseurs de fréquence en deux plages 1 ... 2 GHz, le niveau PSD du bruit de phase "blanc" intrinsèque à la sortie S ^ (F) est de -155 ...- 140 dB / Hz à un décalage de fréquence porteuse F = 100kHz.

Dans les diviseurs de fréquence, comme dans les multiplicateurs de fréquence, il existe un multiple de la période de la fréquence la plus élevée, l'incertitude du décalage initial entre les instants de passage par zéro des oscillations d'entrée et de sortie. Au stade de la mise sous tension de la source d'alimentation ou à la suite de l'action d'un bruit impulsif, la phase de l'oscillation de la fréquence la plus élevée peut changer d'un nombre entier de périodes de son oscillation par rapport à la phase de l'oscillation basse fréquence . Le concepteur d'un synthétiseur de signaux doit évaluer les conséquences d'un tel phénomène en fonction du but et des propriétés du système d'ingénierie radio dans lequel il sera utilisé.

Si le signal d'entrée du multiplicateur de fréquence en n fois a une modulation angulaire périodique (phase ou fréquence) avec un écart de fréquence D / et une fréquence de modulation FM, alors à sa sortie la fréquence de modulation ne changera pas et l'écart de fréquence sera L / In dans ce cas, le niveau de puissance des bandes latérales du spectre de modulation par rapport à la puissance de l'oscillation de la porteuse augmente de 20 lg i, c'est-à-dire pour un doubleur - de 6 dBc.

Le diviseur de fréquence double DV-1826 a des signaux d'entrée à ondes millimétriques, des solutions de haute technologie sont donc utilisées pour accueillir les éléments de montage en surface. Les diviseurs de fréquence des modèles HMC437MS8G et 25673DV-QFN sont conçus comme des compteurs, de sorte que le facteur de division peut être impair et qu'il n'y a pas de limite de fréquence de fonctionnement inférieure - les microcircuits produisent une division de fréquence à large bande le nombre de fois spécifié dans n'importe quelle plage de fréquences basses. jusqu'à CC. Le microcircuit d'un diviseur de fréquence pour huit modèles 25673DV-QFN est conçu pour fonctionner dans une plage de température étendue: de -55 à +125 ° . On constate que le bruit de phase intrinsèque des diviseurs de fréquence numériques est nettement plus faible que, par exemple, pour un VCO de même gamme.

Les boucles à verrouillage de phase sont souvent utilisées pour la multiplication de fréquence. Auparavant, des circuits générateurs d'harmoniques étaient utilisés à cette fin, suivis de la sélection de l'harmonique correspondante avec un filtre à bande étroite.

Une boucle à verrouillage de phase est bien mieux adaptée à cette fin. Dans ce circuit, il est relativement facile de modifier le facteur de multiplication du circuit en modifiant le facteur de division dans la boucle de rétroaction. Une boucle à verrouillage de phase numérique ou entièrement numérique est utilisée pour la multiplication de fréquence.

Les multiplicateurs de fréquence sont maintenant couramment utilisés pour augmenter la fréquence d'horloge interne des grands circuits intégrés. Dans ces microcircuits, la boucle à verrouillage de phase numérique est appelée multiplicateur d'horloge analogique et la PLL entièrement numérique est appelée multiplicateur de fréquence numérique.

Pour augmenter la fréquence d'horloge des microcircuits numériques, un circuit multiplicateur de fréquence entièrement numérique est souvent utilisé, et pour les circuits mixtes ou les circuits conçus pour le traitement du signal numérique, un multiplicateur de fréquence analogique est préféré. Cela est dû à la pureté spectrale du signal de sortie. Le circuit analogique fournit une oscillation plus stable, mais en même temps, il atteint le mode de fonctionnement plus lentement.

Un exemple de schéma de principe d'un multiplicateur d'horloge analogique est illustré à la figure 1.

Figure 1. Schéma de principe d'un multiplicateur de fréquence analogique.

Dans ce circuit, un oscillateur de référence commandé par cristal est implémenté sur les portes D4 et D6. Le générateur commandé en tension est implémenté sur les éléments D1 et D3. Considérant qu'il s'agit d'un oscillateur RC, il a une très large plage de réglage de fréquence. Un transistor à effet de champ VT1 a été utilisé comme élément de réglage. Il peut changer la résistance du canal en quelques milliers. (La fréquence du VCO sera reconfigurée le même nombre de fois.) Le comparateur de phase est implémenté sur les microcircuits D7, D8 et D10. La bande passante de capture de la boucle à verrouillage de phase est déterminée par le filtre passe-bas mis en œuvre sur le condensateur C4.

Ce multiplicateur de fréquence ne permet que seize étapes de réglage de l'horloge. Le code qui détermine le facteur de multiplication est entré par un port série simplifié, monté sur le registre à décalage D2. Selon le code, la fréquence de sortie change 16 fois.

Dans les circuits multiplicateurs de fréquence plus complexes, des diviseurs sont introduits entre l'oscillateur de référence et le comparateur de phase. Cela permet de mettre en œuvre des facteurs de multiplication de fréquence fractionnaire.

Doubleur sur une scène à poulies. L'appareil (Fig. 14.18) est monté sur deux transistors de conductivité différente. A l'état initial, les deux transistors sont bloqués. L'entrée est un signal harmonique. La polarité positive du signal d'entrée active le transistor VT1 et éteint le transistor VT2. Le courant circulant du transistor VT1 crée une chute de tension aux bornes des résistances R3 et R4. La première sortie aura un signal qui est en phase avec le signal d'entrée, et la deuxième sortie le signal sera en antiphase. Si les résistances des résistances sont égales R3 et R4 les amplitudes de ces signaux seront égales. La demi-onde négative du signal d'entrée fermera le transistor VT1 et ouvrira le transistor VT2. Au Sortie 1 un signal apparaît qui est en opposition de phase avec le signal d'entrée, et sur Sortie 2- sera en phase avec le signal d'entrée. Ainsi, lorsqu'un signal sinusoïdal est appliqué à l'entrée, Sortie 1 toutes les demi-ondes seront positives, et sur Sortie 2- négatif. Le doubleur fonctionne dans la gamme de fréquences de 200 Hz à 20 kHz.

Riz. 14.18 Fig. 14.19

Doubleur de transistor. Le doubleur (fig. 14.19) est constitué de deux transistors. Le premier transistor fonctionne dans un circuit à charge collecteur-émetteur, et son coefficient de transmission est égal à l'unité. Le deuxième transistor fonctionne dans un circuit avec OB. Le signal d'entrée crée à l'émetteur VT2 courant de charge du collecteur R3 crée une tension égale en amplitude à la tension d'entrée. Ainsi, l'alternance positive du signal harmonique traverse le transistor VT1et se démarque sur la résistance R3avec déphasage 180°, et l'alternance négative traverse le transistor VT2 sans changer de phase. En conséquence, la tension aux bornes de la résistance R3 aura la forme obtenue après redressement double alternance du signal d'entrée. Le doubleur fonctionne dans une large gamme de fréquences, qui est déterminée par le type de transistors utilisés.

Multiplicateur de transistors. Le circuit de doublage de fréquence du signal harmonique d'entrée (Fig. 14.20) se compose de deux étages. Chaque étage double la fréquence du signal. L'alternance positive du signal d'entrée avec une amplitude de 0,5 V ouvre le transistor VT2. L'alternance négative traverse le transistor VT1. Ces deux signaux sont sommés à travers une résistance R2. Transistor VT2 inverse le signal d'entrée, un VT1- ne s'inverse pas. Sur une résistance R2 un signal de redressement double alternance est généré. Ce signal est transmis par l'émetteur suiveur au deuxième étage. L'amplitude de sortie du suiveur est de 0,6 V.

Riz. 14.20 Fig. 14.21

Multiplicateur de diodes. La tension harmonique d'entrée (fig. 14.21) est transmise au transformateur. Dans l'enroulement secondaire du transformateur, deux chaînes de déphasage sont incluses. Ils ont un déphasage du signal harmonique de 120°. En conséquence, des signaux déphasés traversent les diodes. A l'impédance d'entrée du transistor, ils sont sommés. La troisième harmonique du signal pulsé total est mise en évidence par un circuit. Les calibres des éléments des chaînes de déphasage sont conçus pour une fréquence de 400 Hz.

Riz. 14.22

Doubleur de fréquence du détecteur. La base d'un tel doubleur (Fig. 14.23) est un redressement double alternance sur deux transistors VT1 et VT2. La demi-onde négative de la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel passe à travers le transistor VT1, et positif - à travers le transistor VT2. Résistances R6 et R8 sont choisis pour être les mêmes, de sorte que les coefficients de transmission des deux demi-ondes sont égaux. Pour éliminer les distorsions de la forme du signal de sortie causées par l'influence de la section initiale de seuil des caractéristiques des transistors, un amplificateur opérationnel avec une rétroaction non linéaire est utilisé. Avec potentiomètre R2à la sortie de l'ampli-op, une tension est définie correspondant à la distorsion minimale du signal de sortie. Le doubleur fonctionne bien avec une forme d'onde triangulaire du signal d'entrée. Pour cette forme d'onde d'entrée, jusqu'à dix circuits de multiplication peuvent être connectés en série.

Riz. 14.23 Fig. 14.24

Riz. 14.25

Doubleur de différentiel. Le doubleur de fréquence (Fig.14.24) est constitué d'un émetteur suiveur monté sur un transistor VT1, et un étage amplificateur construit sur un transistor VT2. Le signal d'entrée à travers le condensateur C1 entre dans la base du transistor VT1. Au niveau de l'émetteur, ce signal s'ajoute au signal qui traverse le transistor. VT2. Transistor VT2 fonctionne en mode non linéaire. Il transmet des alternances négatives du signal d'entrée. Le signal d'entrée à phase inversée sera soustrait du signal d'émetteur suiveur. Le niveau des signaux en interaction peut être ajusté avec des résistances R4 et R5. Résistance R4 contrôle l'amplitude de la demi-onde négative, et la résistance R5 ajuste le rapport du signal de l'émetteur au signal du collecteur.

Doubleur de fréquence d'une onde carrée. Appareil (fig.14.25, une) convertit le signal harmonique d'entrée en un signal carré avec une fréquence doublée. Le signal d'entrée va aux émetteurs des transistors VT1 et VT2. Transistor VT1 fonctionne en mode limitation. Le deuxième transistor limite également le signal, mais du fait du condensateur C1, le signal de sortie est décalé de 90° par rapport à l'entrée. Les deux signaux d'écrêtage sont additionnés aux résistances R6 et R7. Signal bipolaire sommé utilisant des transistors VT3 et VT4 converti en un signal à fréquence doublée. Les tracés de signaux en divers points sont illustrés à la Fig. 14.25, b. Le doubleur fonctionne sur une large plage de fréquences de 20 Hz à 100 kHz. Une telle plage peut être couverte en utilisant la capacité appropriée du condensateur C1. Le signal d'entrée doit avoir une amplitude d'au moins 2 V.

Multiplicateur de rémunération. Le multiplicateur de fréquence de type compensation (Fig. 14.26) est construit sur un seul transistor. Le signal limité en amplitude est additionné au signal d'entrée harmonique sur une résistance R1 Dans Deevltate, un signal est formé à la sortie, dont la fréquence est 3 fois supérieure à la fréquence du signal d'entrée. La forme d'onde de sortie n'est pas parfaitement harmonique. Ce signal doit être filtré pour réduire les harmoniques élevées.La forme d'onde est fortement affectée par le niveau d'écrêtage du transistor. Aux petits angles de coupure du signal de sortie, les composantes spectrales haute fréquence sont considérablement réduites. Dans ce cas, l'amplitude de la troisième harmonique diminue également.

Riz. 14.26 Fig. 14.27

OA diviseur. Diviseur (fig.14.27, une) construit sur le même rugissement du signal total à la sortie de l'ampli-op. Au Entrée 1 un signal d'oscillateur local d'une amplitude de 0,1 V est envoyé à Entrée 2 - signal converti. La dépendance de l'amplitude du signal de sortie sur le signal converti est illustrée à la Fig. 14.27, b.

Multiplication de fréquence c'est le processus d'obtention de vibrations avec une fréquence qui est un multiple de la fréquence de la vibration d'origine.

La multiplication de fréquence est utilisée si, pour une raison quelconque, il est impossible d'obtenir une oscillation avec la fréquence requise (à des fréquences de plusieurs centaines de mégahertz et plus) ou, si nécessaire, d'obtenir la fréquence d'oscillation avec une précision qui est un multiple d'un certaine fréquence.

La multiplication de fréquence peut se faire de trois manières :

• méthode de l'angle de coupure ;
• méthode d'obtention de fréquences à l'aide d'une séquence périodique d'impulsions (PPI) ;
• méthode d'obtention de fréquences multiples à l'aide d'une impulsion radio.

Méthode de l'angle de coupure

Cette méthode est utilisée pour obtenir une forme d'onde harmonique à fréquences multiples à partir d'une autre forme d'onde harmonique. Pour obtenir des oscillations avec la fréquence requise, il est nécessaire de transformer le spectre du signal d'entrée (introduire de nouvelles composantes harmoniques dans le spectre). Un élément non linéaire fonctionnant en mode de coupure est utilisé pour transformer le spectre. Pour cela, la position du point de fonctionnement est fixée, à l'aide de la tension de polarisation U 0, en dehors de la caractéristique courant-tension de l'élément (figure 26). Dans ce cas, l'élément ne s'ouvre qu'au moment où la tension du signal d'entrée Uin atteint une certaine valeur initiale Uн. Quand Uin angle de coupure(q), qui est égal à la moitié de la partie de la période de l'oscillation d'entrée pendant laquelle le courant traverse l'élément non linéaire, ou, en d'autres termes, égal à la moitié de la durée de l'impulsion. Lorsque q = 0, il n'y a pas de tension à la sortie de l'élément, puisque l'élément est fermé tout le temps. A q = 180°, l'élément fonctionne sans coupure et une vibration harmonique est observée en sortie, et une composante constante sera présente dans le spectre de cette vibration.

Figure 26 - Pour une explication du mode de fonctionnement d'un élément non linéaire avec multiplication de fréquence

L'angle de coupure peut être déterminé à partir de l'expression

car ? = (Um— U 0 )/ Euh (36)

où Um est l'amplitude de l'oscillation d'entrée.

L'amplitude des impulsions de courant de sortie est déterminée par l'expression

Je suis = Smer? Euh(1 — car q) (37)

Le spectre de la séquence périodique obtenue contient de nombreuses composantes situées à des fréquences multiples de la fréquence du signal d'entrée. L'amplitude de ces composantes est déterminée par l'expression

Je suis k= unek(q) ? Je suis (38)

où Im k est l'amplitude de la k-ième composante du spectre de réponse ;

a k (q) - coefficient de proportionnalité pour la k-ième composante du spectre ;

Im est l'amplitude des impulsions de courant de sortie.

Les coefficients a k (q) dépendent de l'angle de coupure et sont déterminés par les fonctions de Berg. Les graphiques des fonctions de Berg pour la composante continue et les trois premiers harmoniques sont illustrés à la figure 27.

Figure 27 - Graphes des fonctions de Berg

Pour déterminer les coefficients, il est nécessaire de déterminer les valeurs de a k pour toutes les fonctions à l'angle de coupure requis q. Par exemple, il est nécessaire de déterminer les coefficients de proportionnalité pour q = 80°. D'après le graphique a 0, on détermine le coefficient de proportionnalité pour la composante constante à une valeur de q = 80°. Il est égal à un 0 (80°) »0,28. De même, on détermine la valeur des coefficients a 1 (80°) "0,47 (selon la fonction a 1), a 2 (80°)" 0,24 (selon la fonction a 2) ? a 3 (80°) »0,05 (selon la fonction a 3).

Lors de la multiplication de la fréquence, il est nécessaire d'obtenir une oscillation avec la fréquence requise de la plus grande amplitude possible. Ceci est possible aux valeurs maximales de a k (q). À son tour, le maximum a k (q) est observé aux points de maximum des fonctions de Berg correspondantes. Chaque fonction a un maximum à un angle de coupure défini. L'angle de coupure auquel l'amplitude la plus élevée de l'harmonique requise est observée est appelé angle de coupure optimal... Ainsi, l'angle de coupure optimal pour le deuxième harmonique est q = 60 °, et pour le troisième q = 40 °. L'angle de coupure optimal est défini par la tension de polarisation U 0.

Cette méthode permet d'obtenir des oscillations avec une multiplicité de 2 et 3. Ceci s'explique par le fait que les amplitudes des composantes harmoniques dans le spectre de réponse à grands nombres ont une amplitude trop faible. Le réglage de l'angle de coupure optimal requis pour ces composants conduira à une diminution de l'amplitude des impulsions de courant de sortie et, à nouveau, à l'obtention d'oscillations de très faible amplitude.

Un diagramme schématique d'un multiplicateur de fréquence qui implémente la méthode de l'angle de coupure est illustré à la figure 28.

Figure 28 - Schéma de principe d'un multiplicateur de fréquence sur un transistor

Dans ce multiplicateur, un transistor bipolaire VT1 est utilisé comme élément non linéaire, fonctionnant en mode de coupure de courant de collecteur. Le transistor est alimenté par une tension d'alimentation Ek et une tension de polarisation U 0. La tension d'entrée passe par le circuit oscillant L1 C1. Un circuit oscillant est utilisé pour obtenir une plus grande stabilité de la fréquence de l'oscillation d'entrée, c'est-à-dire qu'une oscillation contenant un seul harmonique à la fréquence requise arrive à l'entrée du transistor, et élimine ainsi la distorsion de l'oscillation résultante. Le transistor transforme le spectre d'oscillation. Ensuite, l'harmonique à la fréquence requise est isolée par un circuit oscillant L2 C2, qui sert de filtre passe-bande.

La caractéristique du multiplicateur de fréquence est facteur de multiplication, montrant combien de fois la fréquence de l'oscillation de sortie dépasse la fréquence de l'oscillation d'entrée

Ku =fout /ailette(39)

Comme indiqué plus haut, le facteur de multiplication de ce multiplicateur n'excède pas 3. Pour obtenir Ku > 3, il est nécessaire d'utiliser des circuits multiplicateurs multi-étages (connexion séquentielle de plusieurs multiplicateurs). Par exemple, pour obtenir Ku = 6, il faut activer séquentiellement deux multiplicateurs avec Ku = 2 et Ku = 3.

Méthodes de multiplication de fréquence utilisant PPI et impulsion radio

Méthode d'obtention de plusieurs fréquences à l'aide de PPI basé sur le fait que le spectre de la séquence périodique contient déjà des composantes harmoniques à des multiples des fréquences du signal, c'est-à-dire des multiples du premier harmonique (Figure 29). Par conséquent, il est seulement nécessaire de sélectionner l'harmonique avec la fréquence requise dans le spectre. Pour obtenir des oscillations de plus grande amplitude, il est nécessaire de séparer les composantes harmoniques du premier lobe du spectre, et l'amplitude des composantes diminue moins si le nombre de composantes dans le lobe est plus grand. Ainsi, des séquences périodiques avec un rapport cyclique supérieur à 14 sont utilisées pour multiplier la fréquence.

Cette méthode permet de décupler la fréquence d'oscillation.

La méthode d'obtention de plusieurs fréquences à l'aide d'une impulsion radio consiste à multiplier l'oscillation d'origine par une autre oscillation harmonique à haute fréquence, c'est-à-dire qu'une modulation de la porteuse harmonique par une oscillation d'impulsion est effectuée. Dans ce cas, le spectre de l'oscillation pulsée est transféré dans la plage de fréquences de l'oscillation harmonique, ce qui entraîne la formation d'une impulsion radio. Ensuite, à partir du spectre de l'impulsion radio reçue, une harmonique avec la fréquence requise est isolée. Cette méthode permet d'obtenir une oscillation avec une fréquence des centaines de fois supérieure à la fréquence de l'oscillation d'origine.

Figure 29 - Multiplication de fréquence à l'aide du PPI : a) le PPI d'origine avec une fréquence fs et un rapport cyclique de 17 ; b) spectre PPI ; c) l'oscillation résultante avec une fréquence de 10fs

Les UCh se sont généralisés dans une grande variété de types d'équipements électroniques. Par exemple, dans les fours à induction à courants haute fréquence, dans les appareils de radionavigation et de radar, dans les communications radio, les implémentations de circuits de suppression des interférences, en outre, à l'aide de l'UCH, vous pouvez régler la vitesse des moteurs électriques.

L'apparition des premiers développements de circuits de multiplicateurs de fréquence dans l'histoire du développement de l'électronique a été enregistrée dans les années trente du siècle dernier, 7e cycle.

La principale caractéristique technique de l'amplificateur est le facteur de multiplication de fréquence N, calculé par la formule comme le rapport de la fréquence du signal de sortie à la fréquence d'entrée :

N = f out / f in

Une caractéristique de l'UF est la constance de N lors du changement (dans une certaine région finie) la fréquence du signal à l'entrée, ainsi que les propriétés du multiplicateur lui-même (fréquences de résonance des circuits oscillatoires ou des résonateurs qui composent l'UF), c'est-à-dire dans celui-ci, l'instabilité relative de la fréquence d'oscillation lors de la multiplication reste constante. Cette propriété permet à l'UCh d'être utilisé pour une augmentation multiple de la fréquence des oscillations stables dans divers appareils de mesure, de transmission radio, de radar, etc. dans ce cas, le facteur de multiplication de fréquence N peut atteindre des valeurs de 10 unités ou plus.

Le principal problème technique dans le développement d'un amplificateur est une diminution de l'instabilité de phase des oscillations d'entrée (en raison de la nature aléatoire du changement de leur phase), ce qui conduit à une augmentation de l'instabilité de fréquence relative à la sortie du multiplicateur de fréquence par rapport à une valeur similaire à son entrée.

Ils sont largement utilisés dans les hautes et ultra hautes fréquences. Ils se caractérisent par un faible niveau de bruit de phase et thermique, ainsi que par une conception assez simple. Aujourd'hui, dans la pratique de la radio amateur, trois méthodes fondamentalement différentes de multiplication de fréquence dans les amplificateurs à diodes sont utilisées :

Multiplication de varactor (en d'autres termes, multiplication par une capacité non linéaire);
Doublement sur un circuit de redressement double alternance
Conversion de diode de la forme d'impulsion avec isolation ultérieure de l'harmonique requise.

Le fonctionnement des amplificateurs à diodes est décrit par un certain nombre de paramètres techniques : facteur de multiplication (voir la formule ci-dessus), puissance de sortie (P outN) et d'entrée (P in), bande de fréquence de fonctionnement, rendement (η = P outN / P in, ou efficacité du multiplicateur ou coefficient de transmission pour la puissance), etc.

Leur principal élément de travail est un multiplicateur (varactor) - un type de diode à semi-conducteur, qui est utilisé comme capacité non linéaire avec de faibles pertes. La conversion de fréquence est effectuée en raison de la distorsion de la forme du signal sur une capacité non linéairement dépendante de la tension et de l'affectation ultérieure de la composante harmonique nécessaire. Les schémas fonctionnels des deux principaux types de multiplicateurs varactor sont présentés dans les figures ci-dessous :

Ces circuits comprennent : varactor, source d'entrée, charge et filtres F1, F2. Ces derniers sont nécessaires pour filtrer les harmoniques dans la charge et la source d'entrée, ainsi que pour faire correspondre la source et la charge. F1 est réglé sur la fréquence du signal d'entrée (cela peut être, par exemple, un filtre passe-bas avec une fréquence de coupure légèrement supérieure à la fréquence du signal d'entrée), et F2 est réglé sur la fréquence de l'harmonique requise ( cela devrait être un PF à bande assez étroite.Avec de telles caractéristiques, seuls deux harmoniques de courant traversent le varactor.

La puissance de signal fournie à l'UCH est partiellement perdue dans le varactor, F1 et F2. Une petite fraction de la puissance convertie est dissipée dans les composants du circuit. Par conséquent, le coefficient de transmission de puissance des amplificateurs varactor est inférieur à l'unité.

La particularité est que la fréquence de l'ondulation de la tension de sortie est le double de la fréquence de la tension d'entrée. Cette propriété réside dans le principe de fonctionnement du doubleur de fréquence. La figure ci-dessous montre deux circuits doubleurs simples basés sur un circuit en pont et un circuit de redressement de point milieu pleine onde.

Des circuits résonants ordinaires peuvent être utilisés dans le rôle de transformateurs à l'entrée et à la sortie du multiplicateur, mais de meilleures propriétés peuvent être obtenues en utilisant des transformateurs d'équilibrage à large bande.