Was sind die Hauptelemente des Frequenzmultiplikators. Frequenzmultiplikation. Spezifikationen MS LM7001J

Frequenzmultiplikatoren. Die einfachsten passiven Frequenzvervielfacher basieren auf der Verzerrung des harmonischen Eingangssignals e m (t) im Strom eines trägheitslosen nichtlinearen Elements mit der Kennlinie und b1X (fbx). In der Ausgangsschaltung eines solchen nichtlinearen Elements wird eine Schaltung eingeschaltet, um die höherfrequenten Komponenten des Stroms /out (/) zu isolieren (zu filtern).

Schätzen wir die Betriebseffizienz solcher Frequenzmultiplikatoren in Abhängigkeit von der Multiplizität ab NS. Wir approximieren die Charakteristik eines nichtlinearen Elements durch eine glatte Exponentialfunktion

wobei / 0 der Strom bei . ist e w= 0; a ist ein Faktor mit Maß B „1.

Schreiben wir das harmonische Eingangssignal als

Reis. 3.11.

wo E - anfänglicher Versatz; U BX - die Amplitude des Eingangssignals des Multiplizierers; ω ist die Frequenz des Eingangssignals.

Dann kann die Amplitude der n-ten Stromoberschwingung / 1n eines solchen nichtlinearen Elements durch die modifizierte Bessel-Funktion ausgedrückt werden J n (x) der Ordnung l in der Form

wo

Bei niedrigen Eingangsamplituden x = aU BX «n die Bessel-Funktion in Formel (3.4) wird durch den asymptotischen Ausdruck ersetzt

In Abb. 3.11 die gestrichelte Linie zeigt das Verhältnis der Stromamplitude der n-ten Harmonischen zur Amplitude der ersten Harmonischen bei glatter exponentieller Nichtlinearität bei einem kleinen Signal gemäß Formel (3.5).

Bei großen Amplituden des Eingangssignals in einem solchen Knoten tritt der Effekt der Begrenzung des Ausgangsstroms auf, und im Grenzfall kann die Nichtlinearität als zweistufig angesehen werden:

wo / 0 - Koeffizient mit der Dimension des Stroms, der die physikalische Bedeutung des Begrenzungsniveaus hat; E"- aktuelle Abschaltspannung.

Der aktuelle Abschaltwinkel ergibt sich unter Berücksichtigung von Formel (3.4) aus der Beziehung cos0 = (SIE") / U in, und die höheren Harmonischen des Stroms 10 p anstelle von Formel (3.5) werden durch die Beziehung

Wählt man für jede Multiplizität n den Grenzwinkel 0 so, dass der Faktor sin n0 im Zähler der Formel (3.7) gleich Eins ist, dann folgt aus Formel (3.7), dass die Amplituden der höheren Harmonischen des Stroms umgekehrt abnehmen proportional zur Anzahl der Harmonischen, bzw. deren Leistung umgekehrt proportional zum Quadrat der harmonischen Zahl. In Abb. 3.11 die strichpunktierte Linie zeigt das Verhältnis der Stromamplitude der n-ten Harmonischen zur Stromamplitude der ersten Harmonischen bei zweistufiger Nichtlinearität nach Formel (3.6).

Wenn wir eine stückweise lineare Approximation der Eigenschaften eines nichtlinearen Elements verwenden

wo S - Koeffizient mit der Dimension A / B, der die physikalische Bedeutung der Steilheit der Kennlinie eines nichtlinearen Elements hat, dann anstelle der Formel (3.5) oder (3.7) die Amplitude des Stroms der n-ten Harmonischen N nein ausgedrückt durch die Koeffizienten der stückweisen linearen Ausdehnung des Kosinuspulses mit einer Grenzfrequenz:

(3.8)

Für l = 1 ist der folgende Ausdruck wahr und für

Ich? 2 Sie müssen den Ausdruck verwenden

... Für jeden Multiplikationsfaktor gibt es einen optimalen Grenzwinkel 0 OPT = tf / l, bei dem die Amplitude des Stroms dieser Harmonischen maximal ist. Das Verhältnis / „//, der Stromamplituden der n-ten und 1. Harmonischen für die optimalen Werte des Grenzwinkels 0 des OPT wird durch das Verhältnis ausgedrückt

In Abb. 3.11 die durchgezogene Linie zeigt (nach Formel (3.9)) die Abhängigkeit von / „//, von der Multiplizität n bei polygonaler Näherung und dem optimalen Grenzwinkel.

Feige. 3.11 Daraus folgt, dass die Ströme der höheren Harmonischen des Stroms bei einer trägheitslosen nichtlinearen Transformation und der optimalen Wahl des Grenzwinkels im Mittel umgekehrt proportional zur Multiplizität n abnehmen und ihre Leistung - umgekehrt proportional zum Quadrat der Multiplizität. Auch die Isolierung des erforderlichen harmonischen Anteils mit guter Spektralreinheit aus den Strompulsen ist bei hoher Multiplizität schwierig, da sie hohe Q-Faktoren von frequenzselektiven Bandpassfiltern erfordert, die schwer zu realisieren sind. Daher werden die einfachsten Frequenzmultiplikatoren nur mit einem kleinen Multiplikationsfaktor n = 2 und n = 3 unter Verwendung der optimalen Grenzwinkel verwendet.

Aus Formel (3.8) folgt außerdem, dass bei Wahl des Grenzwinkels 0 О = n / (n - 1) Es ist möglich, eine Nullamplitude des Stroms einer der benachbarten störenden Harmonischen zu erreichen. Zum Beispiel ist die Amplitude des dritten harmonischen Stroms Null bei 0 = 90 °, die vierte - bei 0 = 66 °, die fünfte - bei 0 = 52 e, die sechste - bei 0 = 43 e, die siebte - bei 0 = = 38 e, die achte - bei 0 = 33 e Dieses Merkmal kann berücksichtigt werden, um die Filterung von störenden Spektralkomponenten in den Frequenzvervielfachern zu verbessern.

Ein Hochfrequenz-Multiplizierer ohne Isolierung einer harmonischen Komponente am Ausgang kann basierend auf der Bildung von kurzen rechteckigen Videoimpulsen aus einem harmonischen Eingangssignal mit einer Frequenz / Eingang zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs der Eingangsspannung mit einer positiven Ableitung gemäß mit Formel (3.6). Dies wird als harmonischer Generator bezeichnet und wird verwendet, um mehrere Spektralkomponenten gleichzeitig mit einem festen Frequenzschritt zu vernetzen. In Abb. 3.12 zeigt das Amplitudenspektrum der Leistung höherer Harmonischer für eine periodische Folge von Videoimpulsen, wenn 0 = / 8, d.h. die Dauer des gebildeten Impulses ist 16-mal kürzer als die Periode der Eingangsfrequenzschwingung.

Spektrale Komponenten der Schwingung in Abb. 3.12, haben Frequenzen nf m, ihre Machthülle R" gehorcht dem Gesetz

wo P 0- die Leistung der konstanten Komponente des Signals.

Reis. 3.12.

Die Nachteile eines solchen Frequenzvervielfachers sind zum einen die Verringerung des Umwandlungswirkungsgrades der Eingangssignalleistung in die Leistung der erforderlichen Harmonischen mit zunehmender Multiplizität proportional zum Quadrat der Multiplizität; zweitens eine Abnahme der Oberwellenleistung in der Nähe der Werte der Multiplizität n, ungefähr gleich dem Tastverhältnis der Impulse Q= ich / 0. Außerdem wird mit einer Erhöhung der Multiplizität das Problem der Unterdrückung von Komponenten mit einer höheren und niedrigeren Frequenz als die zugewiesene Frequenz mit der erforderlichen Tiefe komplizierter.

Die Frequenzvervielfachung basierend auf nichtlinearen Blindelementen (Varaktoren) ermöglicht die Übertragung eines erheblichen Teils der Eingangsfrequenzleistung an die Last bei der freigegebenen Harmonischen. Die Manley-Rowe-Verhältnisse belegen, dass es prinzipiell möglich ist, mit Hilfe eines nichtlinearen Blindgliedes bis zu 100 % der Eingangssignalleistung bei der Frequenz ω in Signalleistung bei einer beliebigen Harmonischen mit einer Frequenz kleiner . umzuwandeln , wenn der Stromkreis mit einem nichtlinearen Blindelement am Eingang einen vernachlässigbaren Widerstand für alle Frequenzen außer dem Eingang und am Ausgang einen vernachlässigbaren Widerstand für alle Frequenzen außer dem Ausgang hat. Bei solchen Multiplizierern gibt es jedoch keine Isolierung zwischen den Eingangs- und Ausgangsschaltungen mit einem gemeinsamen reaktiven nichtlinearen Element. Mit einer Erhöhung des Multiplikationsfaktors wachsen die Schwierigkeiten, lineare Filterketten mit den angegebenen Eigenschaften zu konstruieren.

In vielen Fällen ändert sich die Frequenz aus dem Eingangssignal des Multiplizierers während des Betriebs, so dass die Verwendung von Resonanzfilterschaltungen schwierig ist. Breitband-Frequenzvervielfacher werden ohne die Verwendung von Resonanzkreisen gebaut, die die gewünschte Harmonische emittieren. Die symmetrische Schaltung (Abb. 3.13) eines Frequenzvervielfachers basierend auf zwei identischen nichtlinearen Elementen (NE) mit gegenphasiger Anregung durch einen Splitter (P) ermöglicht die Kompensation von geraden oder ungeraden Oberwellen am Ausgang. Um ungerade Oberwellen zu kompensieren, werden die Kanalausgänge in einem Addierer (C) in Phase addiert und um gerade Einsen zu kompensieren, einem Addierer von gegenphasigen Signalen, ähnlich dem Splitter P.

Symmetrische Schaltungen mit integrierter High-Tech-Leistung reduzieren das Niveau der Störfaktoren am nächsten in der Größenordnung

Reis. 3.13.

Reis. 3.14.

Spektralanteile um 30 ... 35 dB. Der Ausgangsbandpassfilter (BPF) zum Erhalt des Breitbands des Multiplikators wird in Form einer Reihenschaltung eines Tiefpassfilters ausgeführt, der Komponenten mit Frequenzen dämpft, die niedriger als die zugewiesenen sind, und eines Hochpassfilters (harmonisches Filter). die Oberwellen nicht an den Ausgang höherer Multiplizität weitergibt. Zum Beispiel in einem symmetrischen Frequenzverdoppler (NS= 2) Grenzwinkel in nichtlinearen Elementen (siehe Abb. 3.13) sollten etwa 90 ° gewählt werden, damit die Amplitude des Stroms der zugeordneten höheren Harmonischen mit der Zahl . am nächsten kommt NS= 3 werden durch die Wahl des Cutoff-Winkels um 20 ... 30 dB gedämpft, und aufgrund der Balance werden die Anteile der ersten und dritten Harmonischen um weitere 30 ... 35 dB gedämpft. Symmetrische Frequenzverdoppler (siehe Abb. 3.13) können zufriedenstellend arbeiten, wenn die Frequenz des Eingangssignals mehrmals geändert wird - um 1 - 2 Oktaven.

Frequenzverdoppler und -verdreifacher sind in der Regel passiv, und Frequenzvervielfacher sind von höherer Frequenz, manchmal aktiv. Ein aktiver Frequenzvervielfacher in Form eines Phasenregelkreises der Schwingfrequenz eines VCO mit einem Frequenzteiler im Auto-Control-Ring ist nach dem in Abb. 3.14. Bei dieser Anordnung wird die VCO-Frequenz ungefähr so ​​gewählt, dass sie ein Vielfaches der Eingangssignalfrequenz beträgt. Frequenzteiler mit festem Teilerverhältnis :NS senkt die Frequenz auf einen Wert nahe / in, der Puls-Phasen-Diskriminator (PPD) vergleicht die Phasen des Eingangssignals und die Schwingungen der geteilten Frequenz des VCO und das gefilterte Steuersignal e yüber die Rückkopplungsschleife wird es dem Frequenzsteuereingang des VCO zugeführt, wodurch ein Phasenregelkreis (PLL) gebildet wird. Schemata dieser Art werden in Kap. 5.

Der Nachteil des Frequenzvervielfachers in Abb. 3.14, ist die Möglichkeit, dass das PLL-System mit erheblichen Variationen in der eigenen Abstimmung des VCO das Synchronband verlässt. Aktive Frequenzvervielfacher sind in Vielfachen von 3 bis 64 für Ausgangsfrequenzen bis 100 GHz erhältlich.

Bei Frequenzvervielfachern an elektrischen Mikrowellen-Vakuumgeräten, zum Beispiel an transienten Klystrons, bei denen der Eingangsresonator auf die harmonische Frequenz des Eingangssignals und der Ausgangsresonator auf ein Vielfaches der Frequenz abgestimmt ist, nimmt die höchste Ausgangsleistung ab mit zunehmender Multiplizität umgekehrt proportional zu l, dh viel schwächer im Vergleich zu Frequenzmultiplikatoren, die auf trägheitslosen aktiven Elementen basieren. Dies ist auf Unterschiede in der Natur der Elektronenbündelung in solchen Vorrichtungen zurückzuführen. Daher haben solche Frequenzvervielfacher einen höheren Schwellenwert der Multiplizitätsanwendbarkeit.

Bei Frequenzvervielfachern auf Spulen mit ferromagnetischem Material, die im Sättigungsmodus arbeiten, erzeugt die harmonische Eingangsspannung aufgrund des Prozesses der Ummagnetisierung des Kerns einen Impulsstrom im Ausgangskreis. Solche Knoten haben eine Begrenzung der oberen Betriebsfrequenz, wo Schaltungen mit konzentrierten Induktivitäten auf einem Ferrit verwendet werden können. Die Umwandlung von ultrahochfrequenten Eingangsoberwellenleistungen bis 3 GHz in kurze Pulse mit einem hohen Anteil an höheren Oberwellen kann mit ladungsakkumulierenden Dioden und scharfer Erholung erfolgen.

Tisch 3.2 zeigt die Parameter einiger Modelle von integrierten Breitband-Multiplikatoren und Frequenzteilern. Modell D-0840 ist ein passiver Diodensignal-Frequenzverdoppler mit einem ungewöhnlich breiten Eingangsfrequenzbereich - Frequenzüberlappungsfaktor kf = 5. Sein durchschnittlicher Leistungsdämpfungskoeffizient über den Bereich beträgt -15 dB. Der aktive Frequenzverdreifacher ATA-0304 hat einen Frequenzüberlappungskoeffizienten k f - 1,33 Ausgangsleistung 15 dBm. Dafür sorgt eine eingebaute Breitband-Endstufe mit einem Frequenzband von 9 ... 12 GHz. In einem 5-fach-Frequenzvervielfacher-Modell MAX5M65075 lieferte der Ausgangssignal-Leistungsverstärker eine hohe Ausgangsleistung, und die eingebauten Tiefpassfilter (mit einem 12-GHz-Band) und ein Hochpassfilter (mit einem 1,5-GHz-Band) ) am Ausgang in Reihe geschaltet sorgte für einen verbesserten (bis zu - 40 dB) Dämpfungspegel Tabelle 3.2. Parameter integrierter Breitbandmultiplikatoren und Frequenzteiler

Notiz. x2 - Frequenzverdoppler; хЗ - Frequenzverdreifacher; x5 - aktiver 5-facher Frequenzmultiplikator; x 16 - aktiver Frequenzmultiplikator 16 mal; +2 - aktiver Frequenzteiler durch 2 ...

Entfernen unerwünschter harmonischer Komponenten des Ausgangssignals. Geben Sie in Multiplizierern und Frequenzteilern zusätzlich zu dem Parameter, der die harmonische Zusammensetzung des Ausgangssignals charakterisiert - MSS OUT, die Werte von MSS IN an, die den Anteil der unerwünschten Spektralkomponenten anzeigen, die in der Eingangsschaltung aufgrund der Rückwärtsübertragung auftreten. In der Regel beträgt der Wert des MSS VX bei

10 ... 20 dB niedriger als MSS OUT. Ein sehr schwieriges Problem wurde von den Entwicklern und Herstellern des 16-fachen Frequenzvervielfachers des Modells HMC445LP4 gelöst: Im Ausgangskreis hat das Raster der gleichzeitig vorhandenen Harmonischen einen Schritt von 0,6 ... 0,7 GHz gegenüber einer Durchschnittsfrequenz von 10 ... 11 GHz. In diesem Modell wird eine symmetrische Schaltung verwendet, um die ungeraden 15. und 17. Harmonischen zu kompensieren, ein dielektrisches Ausgangsbandpassfilter, aber dennoch überschreitet der Pegel von PSS OUT -20 dB. Es kann ein sehr geringes Eigenphasenrauschen festgestellt werden. S9 (F) für dieses Modell.

Frequenzteiler. Die Frequenzteilung eines harmonischen Eingangssignals durch zwei erfolgt in parametrischen Schaltungen mit nichtlinearer Reaktivität, beispielsweise mit einem Varicap oder mit einem Ferrit. Eine solche parametrische Zweiteilung der Frequenz wird im Eingangsfrequenzbereich von weniger als 3 ... 40 GHz verwendet, und wenn ein höherer Teilungsfaktor erforderlich ist, werden solche Knoten in Kaskade eingeschaltet. Der Vorteil von parametrischen Varaktor-Frequenzteilern ist die Breitbandigkeit von weniger als einer Oktave, da sie keine Resonanzkreise verwenden.

Im Bereich von Eingangsfrequenzen unter 1 GHz ist es möglich, digitale Zählerfrequenzteiler zu verwenden - in solchen Knoten ist das Frequenzteilungsverhältnis willkürlich eingestellt, und es gibt keine Beschränkung auf die untere Betriebsfrequenz und dementsprechend auf die höchste Frequenz Teilungsverhältnis. Das Ausgangssignal von digitalen Frequenzteilern ist zweistufig - es hat eine mäanderförmige Impulsform mit einem Tastverhältnis von 2. Wenn es erforderlich ist, die harmonische Komponente der geteilten Frequenz daraus zu extrahieren, erfolgt die Frequenzverarbeitung mit einem Tiefpass Filter mit einer Grenzfrequenz gleich dem höchsten Wert der Ausgangsfrequenz.

Frequenzvervielfacher und -teiler führen nicht nur regelmäßige, sondern auch zufällige Fehler in die Phase des Ausgangssignals ein, die von ihrer Schaltung, dem Knotendesign, der Multiplizität, der Filterqualität und anderen destabilisierenden Faktoren abhängen. Daher ist die Phasen- und Frequenzinstabilität des Ausgangssignals des Multiplizierers oder Frequenzteilers geringfügig höher als die des Eingangssignals. Die Abhängigkeit der Intensität des intrinsischen Phasenrauschens nahe der Trägerfrequenz von der Offsetfrequenz wird durch die Schaltung und die Betriebsart des nichtlinearen Elements der Frequenzumsetzungseinheit bestimmt, die speziell rauscharm ausgelegt sein kann. Zum Beispiel bei Frequenzteilern in zwei Bereiche 1 ... 2 GHz, der PSD-Pegel des intrinsischen "weißen" Phasenrauschens am Ausgang S^ (F) beträgt -155 ...- 140 dB / Hz bei Trägerfrequenz-Offset F = 100kHz.

Bei Frequenzteilern, wie bei Frequenzvervielfachern, gibt es ein Vielfaches der Periode der höheren Frequenz, die Unsicherheit der anfänglichen Verschiebung zwischen den Zeitpunkten des Nulldurchgangs der Eingangs- und Ausgangsschwingungen. Beim Einschalten der Stromquelle oder infolge der Einwirkung von Impulsgeräuschen kann sich die Phase der Schwingung der höheren Frequenz um eine ganzzahlige Anzahl von Perioden ihrer Schwingung im Vergleich zur Phase der niederfrequenten Schwingung ändern . Der Entwickler eines Signalsynthesizers muss die Folgen eines solchen Phänomens basierend auf dem Zweck und den Eigenschaften des funktechnischen Systems, in dem er verwendet wird, bewerten.

Wenn das Eingangssignal des Frequenzvervielfachers in n-mal eine periodische Winkelmodulation (Phase oder Frequenz) mit Frequenzhub D / und Modulationsfrequenz FM aufweist, ändert sich an seinem Ausgang die Modulationsfrequenz nicht und der Frequenzhub beträgt L / In in diesem Fall erhöht sich der Leistungspegel der Seitenbänder des Modulationsspektrums im Vergleich zur Leistung der Trägerschwingung um 20 lg, d.h. für einen Verdoppler - um 6 dBc.

Der Dual-Frequenzteiler DV-1826 verfügt über Millimeterwellen-Eingangssignale, daher werden Hightech-Lösungen verwendet, um die SMD-Elemente aufzunehmen. Die Frequenzteiler der Modelle HMC437MS8G und 25673DV-QFN sind als Zähler ausgeführt, daher kann der Teilungsfaktor ungerade sein und es gibt keine untere Betriebsfrequenzgrenze - die Mikroschaltungen erzeugen eine breitbandige Frequenzteilung in der angegebenen Anzahl in jedem niedrigen Frequenzbereich bis DC. Die Mikroschaltung eines Frequenzteilers für acht Modelle 25673DV-QFN ist für den Betrieb in einem erweiterten Temperaturbereich ausgelegt: von -55 bis +125 ° C. Sie sehen, dass das intrinsische Phasenrauschen digitaler Frequenzteiler deutlich geringer ist als beispielsweise bei einem VCO gleicher Reichweite.

Phasenregelkreise werden häufig zur Frequenzvervielfachung verwendet. Bisher wurden hierfür Oberwellengeneratorschaltungen verwendet, gefolgt von der Selektion der entsprechenden Oberwelle mit einem schmalbandigen Filter.

Dafür ist ein Phasenregelkreis wesentlich besser geeignet. Bei dieser Schaltung ist es relativ einfach, den Multiplikationsfaktor der Schaltung durch Ändern des Teilungsfaktors in der Rückkopplungsschleife zu ändern. Zur Frequenzvervielfachung wird entweder ein digitaler oder ein volldigitaler Phasenregelkreis verwendet.

Frequenzvervielfacher werden heute allgemein verwendet, um die interne Taktfrequenz großer integrierter Schaltungen zu erhöhen. In diesen Mikroschaltungen wird die digitale Phasenregelschleife als analoger Taktmultiplikator bezeichnet, und die volldigitale PLL wird als digitaler Frequenzmultiplikator bezeichnet.

Um die Taktfrequenz digitaler Mikroschaltungen zu erhöhen, wird häufig eine vollständig digitale Frequenzvervielfacherschaltung verwendet, und für gemischte Schaltungen oder Schaltungen, die für die digitale Signalverarbeitung ausgelegt sind, wird ein analoger Frequenzvervielfacher bevorzugt. Dies liegt an der spektralen Reinheit des Ausgangssignals. Die analoge Schaltung sorgt für eine stabilere Schwingung, erreicht aber gleichzeitig den Betriebsmodus langsamer.

Ein Beispiel für ein schematisches Diagramm eines analogen Taktmultiplikators ist in Abbildung 1 dargestellt.

Abbildung 1. Schematische Darstellung eines analogen Frequenzvervielfachers.

In dieser Schaltung ist an den Gattern D4 und D6 ein quarzgesteuerter Referenzoszillator implementiert. Der spannungsgesteuerte Generator ist auf den Elementen D1 und D3 implementiert. Da es sich um einen RC-Oszillator handelt, hat er einen sehr großen Frequenzabstimmbereich. Als Stellelement wurde ein Feldeffekttransistor VT1 verwendet. Es kann den Kanalwiderstand innerhalb weniger Tausend ändern. (Die Frequenz des VCO wird gleich oft neu konfiguriert.) Der Phasenkomparator ist auf den Mikroschaltungen D7, D8 und D10 implementiert. Die Fangbandbreite des Phasenregelkreises wird durch das auf dem Kondensator C4 implementierte Tiefpassfilter bestimmt.

Dieser Frequenzvervielfacher erlaubt nur sechzehn Schritte der Takteinstellung. Der Code, der den Multiplikationsfaktor bestimmt, wird über einen vereinfachten seriellen Port eingegeben, der auf dem Schieberegister D2 montiert ist. Je nach Code ändert sich die Ausgangsfrequenz 16 mal.

In komplexeren Frequenzvervielfacherschaltungen werden Teiler zwischen dem Referenzoszillator und dem Phasenkomparator eingefügt. Dies ermöglicht die Implementierung von fraktionalen Frequenzmultiplikationsfaktoren.

Doubler auf einer zusammengesetzten Bühne. Das Gerät (Abb. 14.18) ist auf zwei Transistoren unterschiedlicher Leitfähigkeit aufgebaut. Im Ausgangszustand sind beide Transistoren ausgeschaltet. Der Eingang ist ein harmonisches Signal. Positive Polarität des Eingangssignals schaltet den Transistor ein VT1 und schließt den Transistor VT2. Der fließende Strom des Transistors VT1 erzeugt einen Spannungsabfall an den Widerständen R3 und R4. Der erste Ausgang hat ein Signal, das in Phase mit dem Eingangssignal ist, und der zweite Ausgang hat das Signal in Gegenphase. Wenn die Widerstände der Widerstände gleich sind R3 und R4 die Amplituden dieser Signale sind gleich. Die negative Halbwelle des Eingangssignals schließt den Transistor VT1 und öffnet den Transistor VT2. Auf Ausgang 1 ein Signal erscheint, das zum Eingangssignal gegenphasig ist, und an Ausgang 2- wird in Phase mit dem Eingangssignal sein. Wenn also am Eingang ein sinusförmiges Signal anliegt, Ausgang 1 alle Halbwellen sind positiv und weiter Ausgang 2- negativ. Der Verdoppler arbeitet im Frequenzbereich von 200 Hz bis 20 kHz.

Reis. 14.18 Abb. 14.19

Transistor-Doppler. Der Doppler (Abb. 14.19) besteht aus zwei Transistoren. Der erste Transistor arbeitet in einer Schaltung mit Kollektor-Emitter-Last und sein Transmissionskoeffizient ist gleich Eins. Der zweite Transistor arbeitet in einer Schaltung mit OB. Das Eingangssignal erzeugt am Emitter VT2 Kollektorlaststrom R3 erzeugt eine Spannung gleich der Eingangsspannung. Somit durchläuft die positive Halbwelle des harmonischen Signals den Transistor VT1und fällt auf dem Widerstand auf R3mit Phasenverschiebung 180 °, und die negative Halbwelle geht durch den Transistor VT2 ohne die Phase zu ändern. Dadurch wird die Spannung am Widerstand R3 die Form haben, die man nach der Vollweggleichrichtung des Eingangssignals erhält. Der Verdoppler arbeitet in einem weiten Frequenzbereich, der von der Art der verwendeten Transistoren bestimmt wird.

Transistor-Multiplikator. Die Frequenzverdopplungsschaltung des harmonischen Eingangssignals (Abb. 14.20) besteht aus zwei Stufen. Jede Stufe verdoppelt die Signalfrequenz. Die positive Halbwelle des Eingangssignals mit einer Amplitude von 0,5 V öffnet den Transistor VT2. Die negative Halbwelle geht durch den Transistor VT1. Diese beiden Signale werden über einen Widerstand summiert R2. Transistor VT2 invertiert das Eingangssignal, a VT1- invertiert nicht. An einem Widerstand R2 ein Vollweg-Gleichrichtungssignal wird erzeugt. Dieses Signal wird über den Emitterfolger der zweiten Stufe zugeführt. Die Ausgangsamplitude des Followers beträgt 0,6 V.

Reis. 14.20 Abb. 14.21

Diodenmultiplikator. Die Eingangsoberwellenspannung (Abb. 14.21) wird dem Transformator zugeführt. In der Sekundärwicklung des Transformators sind zwei Phasenschieberketten enthalten. Sie haben eine Phasenverschiebung des harmonischen Signals um 120°. Als Ergebnis passieren phasenverschobene Signale die Dioden. An der Eingangsimpedanz des Transistors werden sie aufsummiert. Die dritte Harmonische des gesamten pulsierenden Signals wird durch eine Schaltung hervorgehoben. Die Nennleistungen der Elemente der Phasenschieberketten sind für eine Frequenz von 400 Hz ausgelegt.

Reis. 14.22

Frequenzverdoppler des Detektors. Grundlage eines solchen Verdopplers (Abb. 14.23) ist eine Vollweggleichrichtung an zwei Transistoren VT1 und VT2. Die negative Halbwelle der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers geht durch den Transistor VT1, und positiv - durch den Transistor VT2. Widerstände R6 und R8 gleich gewählt werden, so dass die Transmissionskoeffizienten beider Halbwellen gleich sind. Um Verzerrungen der Ausgangssignalform zu beseitigen, die durch den Einfluss des Schwellenanfangsabschnitts der Charakteristiken von Transistoren verursacht werden, wird ein Operationsverstärker mit einer nichtlinearen Rückkopplung verwendet. Mit Potentiometer R2 am Ausgang des Operationsverstärkers wird eine Spannung eingestellt, die der minimalen Verzerrung des Ausgangssignals entspricht. Der Doppler funktioniert gut mit einer dreieckigen Wellenform des Eingangssignals. Für diese Eingangswellenform können bis zu zehn Multiplikationsschaltungen in Reihe geschaltet werden.

Reis. 14.23 Abb. 14.24

Reis. 14.25

Differentialverdoppler. Der Frequenzverdoppler (Abb.14.24) besteht aus einem Emitterfolger auf einem Transistor VT1, und eine auf einem Transistor aufgebaute Verstärkerstufe VT2. Das Eingangssignal durch den Kondensator C1 gelangt in die Basis des Transistors VT1. Am Emitter wird dieses Signal zu dem Signal addiert, das durch den Transistor geht. VT2. Transistor VT2 arbeitet in einem nichtlinearen Modus. Er überträgt negative Halbwellen des Eingangssignals. Das phasenvertauschte Eingangssignal wird vom Emitterfolgersignal subtrahiert. Der Pegel der interagierenden Signale kann mit Widerständen eingestellt werden R4 und R5. Widerstand R4 steuert die Amplitude der negativen Halbwelle und der Widerstand R5 stellt das Verhältnis des Emittersignals zum Kollektorsignal ein.

Frequenzverdoppler einer Rechteckwelle. Gerät (Abb.14.25, ein) wandelt das harmonische Eingangssignal in ein Rechtecksignal mit doppelter Frequenz um. Das Eingangssignal geht an die Emitter der Transistoren VT1 und VT2. Transistor VT1 arbeitet im Begrenzungsmodus. Der zweite Transistor begrenzt ebenfalls das Signal, aber aufgrund des Kondensators C1 ist das Ausgangssignal um 90° gegenüber dem Eingang verschoben. Die beiden Clipping-Signale werden über die Widerstände summiert R6 und R7. Summiertes bipolares Signal mit Transistoren VT3 und VT4 in ein frequenzverdoppeltes Signal umgewandelt. Signaldiagramme an verschiedenen Punkten sind in Abb. 14.25, B. Der Verdoppler arbeitet über einen weiten Frequenzbereich von 20 Hz bis 100 kHz. Dieser Bereich kann abgedeckt werden, indem die entsprechende Kapazität des Kondensators C1 verwendet wird. Das Eingangssignal muss eine Amplitude von mindestens 2 V haben.

Vergütungsmultiplikator. Der Frequenzvervielfacher vom Kompensationstyp (Abb. 14.26) ist auf einem einzelnen Transistor aufgebaut. Das amplitudenbegrenzte Signal wird über einen Widerstand mit dem harmonischen Eingangssignal summiert R1 Beim Deevltate wird am Ausgang ein Signal gebildet, dessen Frequenz dreimal höher ist als die Frequenz des Eingangssignals. Die Ausgangswellenform ist nicht perfekt harmonisch. Dieses Signal muss gefiltert werden, um hohe Oberwellen zu reduzieren.Die Wellenform wird stark durch den Clipping-Pegel des Transistors beeinflusst. Bei kleinen Grenzwinkeln des Ausgangssignals werden hochfrequente Spektralanteile deutlich reduziert. In diesem Fall nimmt auch die Amplitude der dritten Harmonischen ab.

Reis. 14.26 Abb. 14.27

OA-Teiler. Teiler (Abb.14.27, ein) basiert auf dem gleichmäßigen Rauschen des Gesamtsignals am Ausgang des Operationsverstärkers. Auf Eingang 1 ein Lokaloszillatorsignal mit einer Amplitude von 0,1 V zugeführt wird, Eingang 2 - umgewandeltes Signal. Die Abhängigkeit der Amplitude des Ausgangssignals vom umgewandelten Signal ist in Abb. 14.27, B.

Frequenzmultiplikation es ist der Prozess, Schwingungen mit einer Frequenz zu erhalten, die ein Vielfaches der Frequenz der ursprünglichen Schwingung ist.

Die Frequenzmultiplikation wird verwendet, wenn es aus irgendwelchen Gründen nicht möglich ist, eine Schwingung mit der erforderlichen Frequenz (bei Frequenzen von mehreren hundert Megahertz und höher) zu erhalten oder, falls erforderlich, die Schwingfrequenz mit einer Genauigkeit von einem Vielfachen von a . zu erhalten bestimmte Frequenz.

Die Frequenzmultiplikation kann auf drei Arten erfolgen:

• Abschaltwinkelmethode;
• Verfahren zum Erhalten von Frequenzen unter Verwendung einer periodischen Impulsfolge (PPI);
• Verfahren zum Erhalten mehrerer Frequenzen unter Verwendung eines Funkimpulses.

Abschaltwinkelmethode

Dieses Verfahren wird verwendet, um eine harmonische Wellenform mit mehreren Frequenzen aus einer anderen harmonischen Wellenform zu erhalten. Um Schwingungen mit der erforderlichen Frequenz zu erhalten, ist es erforderlich, das Spektrum des Eingangssignals zu transformieren (in das Spektrum neue harmonische Komponenten einzuführen). Ein im Cutoff-Modus arbeitendes nichtlineares Element wird verwendet, um das Spektrum zu transformieren. Dazu wird die Lage des Arbeitspunktes mit der Vorspannung U 0 außerhalb der Strom-Spannungs-Kennlinie des Elements eingestellt (Bild 26). In diesem Fall öffnet das Element erst in dem Moment, in dem die Eingangssignalspannung Uin einen bestimmten Anfangswert Uн erreicht. Wenn Uin Abschaltwinkel(q), was gleich der Hälfte des Teils der Periode der Eingangsschwingung ist, während der Strom durch das nichtlineare Element fließt, oder mit anderen Worten gleich der halben Impulsdauer. Bei q = 0 liegt am Ausgang des Elements keine Spannung an, da das Element die ganze Zeit geschlossen ist. Bei q = 180 ° arbeitet das Element ohne Abschaltung und es wird eine harmonische Schwingung am Ausgang beobachtet, und im Spektrum dieser Schwingung wird eine konstante Komponente vorhanden sein.

Abbildung 26 - Zur Erläuterung der Funktionsweise eines nichtlinearen Elements mit Frequenzmultiplikation

Der Grenzwinkel kann aus dem Ausdruck bestimmt werden

cos ? = (Un— U 0 )/ Äh (36)

wobei Um die Amplitude der Eingangsschwingung ist.

Die Amplitude der Ausgangsstromimpulse wird durch den Ausdruck bestimmt

Ich bin = SHeiraten? Äh(1 — cos Q) (37)

Das Spektrum der erhaltenen periodischen Sequenz enthält viele Komponenten, die sich bei Frequenzen befinden, die ein Vielfaches der Frequenz des Eingangssignals sind. Die Amplitude dieser Komponenten wird durch den Ausdruck bestimmt

Ich bin k= eink(Q) ? Ich bin (38)

wobei Im k die Amplitude der k-ten Komponente des Antwortspektrums ist;

a k (q) - Proportionalitätskoeffizient für die k-te Komponente des Spektrums;

Im ist die Amplitude der Ausgangsstromimpulse.

Koeffizienten a k (q) hängen vom Grenzwinkel ab und werden durch die Berg-Funktionen bestimmt. Die Graphen der Bergschen Funktionen für den Gleichstromanteil und die ersten drei Harmonischen sind in Abbildung 27 dargestellt.

Abbildung 27 - Graphen von Berg-Funktionen

Um die Koeffizienten zu bestimmen, müssen die Werte von a k für alle Funktionen beim erforderlichen Grenzwinkel q bestimmt werden. Beispielsweise müssen die Proportionalitätskoeffizienten für q = 80 ° bestimmt werden. Nach dem Diagramm a 0 bestimmen wir den Proportionalitätskoeffizienten für den konstanten Anteil bei einem Wert von q = 80 °. Es ist gleich a 0 (80°) »0,28. Ebenso bestimmen wir den Wert der Koeffizienten a 1 (80 °) »0,47 (nach der Funktion a 1), a 2 (80 °) » 0,24 (nach der Funktion a 2)? a 3 (80°) »0,05 (entsprechend der Funktion a 3).

Bei der Multiplikation der Frequenz ist es erforderlich, eine Schwingung mit der gewünschten Frequenz möglichst großer Amplitude zu erhalten. Dies ist bei Maximalwerten von a k (q) möglich. Das Maximum a k (q) wird wiederum an den Maximumpunkten der entsprechenden Berg-Funktionen beobachtet. Jede Funktion hat ein Maximum bei einem definierten Abschaltwinkel. Der Grenzwinkel, bei dem die höchste Amplitude der erforderlichen Harmonischen beobachtet wird, heißt optimaler Abschaltwinkel... Der optimale Grenzwinkel für die zweite Harmonische beträgt also q = 60 ° und für die dritte q = 40 °. Der optimale Abschaltwinkel wird durch die Vorspannung U 0 eingestellt.

Dieses Verfahren ermöglicht es, Schwingungen mit einer Multiplizität von 2 und 3 zu erhalten. Dies liegt daran, dass die Amplituden der harmonischen Komponenten im Antwortspektrum mit großen Zahlen eine zu kleine Amplitude haben. Das Einstellen des erforderlichen optimalen Abschaltwinkels für diese Komponenten führt zu einer Verringerung der Amplitude der Ausgangsstromimpulse und wiederum zu Schwingungen mit einer sehr kleinen Amplitude.

Ein schematisches Diagramm eines Frequenzvervielfachers, der die Grenzwinkelmethode implementiert, ist in Abbildung 28 gezeigt.

Abbildung 28 - Schematische Darstellung eines Frequenzvervielfachers an einem Transistor

In diesem Multiplizierer wird ein Bipolartransistor VT1 als nichtlineares Element verwendet, der im Kollektorstrom-Abschaltmodus arbeitet. Der Transistor wird mit einer Versorgungsspannung Ek und einer Vorspannung U 0 versorgt. Die Eingangsspannung kommt durch den Schwingkreis L1 C1. Ein Schwingkreis wird verwendet, um eine größere Stabilität der Frequenz der Eingangsschwingung zu erhalten, d. h. damit eine Schwingung, die nur eine Harmonische mit der erforderlichen Frequenz enthält, am Eingang des Transistors ankommt und dadurch die Verzerrung der resultierenden Schwingung beseitigt wird. Der Transistor transformiert das Schwingungsspektrum. Dann wird die Harmonische mit der erforderlichen Frequenz durch einen Schwingkreis L2 C2 isoliert, der als Bandpassfilter verwendet wird.

Die Kennlinie des Frequenzmultiplikators ist Multiplikations-Faktor, zeigt, wie oft die Frequenz der Ausgangsschwingung die Frequenz der Eingangsschwingung überschreitet

Ku =fout /Flosse(39)

Wie oben erwähnt, überschreitet der Multiplikationsfaktor dieses Multiplizierers 3 nicht. Um Ku > 3 zu erhalten, ist es erforderlich, mehrstufige Multipliziererschaltungen (sequentielle Verbindung mehrerer Multiplizierer) zu verwenden. Um beispielsweise Ku = 6 zu erhalten, müssen nacheinander zwei Multiplikatoren mit Ku = 2 und Ku = 3 eingeschaltet werden.

Frequenzmultiplikationsmethoden mit PPI und Funkimpuls

Methode zum Erhalten mehrerer Frequenzen mit PPI basierend auf der Tatsache, dass das Spektrum der periodischen Folge bereits harmonische Komponenten bei Vielfachen der Signalfrequenzen, also Vielfachen der ersten Harmonischen, enthält (Abbildung 29). Daher muss nur die Harmonische mit der gewünschten Frequenz aus dem Spektrum ausgewählt werden. Um Schwingungen mit größerer Amplitude zu erhalten, müssen die harmonischen Komponenten der ersten Keule des Spektrums getrennt werden, und die Amplitude der Komponenten nimmt weniger ab, wenn die Anzahl der Komponenten in der Keule größer ist. Somit werden periodische Sequenzen mit einem Tastverhältnis von mehr als 14 verwendet, um die Frequenz zu multiplizieren.

Mit dieser Methode können Sie die Schwingungsfrequenz verzehnfachen.

Die Methode zum Erhalten mehrerer Frequenzen mit einem Funkimpuls besteht darin, die ursprüngliche Schwingung mit einer anderen hochfrequenten harmonischen Schwingung zu multiplizieren, d. h. der harmonische Träger wird durch eine Impulsschwingung moduliert. Dabei wird das Spektrum der gepulsten Schwingung in den Frequenzbereich der harmonischen Schwingung übertragen, wodurch ein Funkpuls gebildet wird. Anschließend wird aus dem Spektrum des empfangenen Funkpulses eine Harmonische mit der erforderlichen Frequenz isoliert. Dieses Verfahren ermöglicht es, eine Schwingung mit einer Frequenz zu erhalten, die hundertmal höher ist als die Frequenz der ursprünglichen Schwingung.

Abbildung 29 - Frequenzmultiplikation unter Verwendung des PPI: a) der ursprüngliche PPI mit einer Frequenz fs und einem Tastverhältnis von 17; b) PPI-Spektrum; c) die resultierende Schwingung mit einer Frequenz von 10fs

UCh sind in einer Vielzahl von Arten von elektronischen Geräten weit verbreitet. Zum Beispiel in Induktionsöfen mit hochfrequenten Strömen, in Funknavigations- und Radargeräten, im Funkverkehr, Schaltungsimplementierungen der Störunterdrückung, außerdem können Sie mit dem UCH die Drehzahl von Elektromotoren einstellen.

Das Auftreten der ersten Schaltungsentwicklungen von Frequenzvervielfachern in der Entwicklungsgeschichte der Elektronik wurde in den dreißiger Jahren des letzten Jahrhunderts, 7. Zyklus, aufgezeichnet.

Die wichtigste technische Eigenschaft des Verstärkers ist der Frequenzmultiplikationsfaktor N, der nach der Formel als Verhältnis der Ausgangssignalfrequenz zur Eingangsfrequenz berechnet wird:

N = f aus / f in

Ein charakteristisches Merkmal der UF ist die Konstanz von N beim Ändern (in einem bestimmten endlichen Bereich) der Signalfrequenz am Eingang sowie die Eigenschaften des Multiplikators selbst (Resonanzfrequenzen der Schwingkreise oder Resonatoren, aus denen die UF . besteht). ), dh darin bleibt die relative Instabilität der Schwingungsfrequenz während der Multiplikation konstant. Diese Eigenschaft ermöglicht die Verwendung des UCh zur mehrfachen Erhöhung der Frequenz stabiler Schwingungen in verschiedenen Mess-, Funk-, Radar-, etc. Geräten; in diesem Fall kann der Frequenzmultiplikationsfaktor N Werte von 10 oder mehr Einheiten erreichen.

Das technische Hauptproblem bei der Entwicklung eines Verstärkers ist eine Abnahme der Phaseninstabilität der Eingangsschwingungen (aufgrund der zufälligen Natur der Änderung ihrer Phase), was zu einer Zunahme der relativen Frequenzinstabilität am Ausgang des Frequenzmultiplikator im Vergleich zu einem ähnlichen Wert an seinem Eingang.

Breite Anwendung bei hohen und ultrahohen Frequenzen gefunden. Sie zeichnen sich durch ein geringes Phasen- und thermisches Rauschen sowie ein recht einfaches Design aus. In der Amateurfunkpraxis werden heute drei grundsätzlich unterschiedliche Verfahren der Frequenzvervielfachung in Diodenverstärkern verwendet:

Varaktormultiplikation (mit anderen Worten Multiplikation mit nichtlinearer Kapazität);
Verdoppelung auf einer Vollweg-Gleichrichterschaltung
Diodenwandlung der Pulsform mit anschließender Isolierung der erforderlichen Oberschwingung.

Der Betrieb von Diodenverstärkern wird durch eine Reihe von technischen Parametern beschrieben: Multiplikationsfaktor (siehe obige Formel), Ausgangs- (P outN) und Eingangsleistung (P in), Betriebsfrequenzband, Wirkungsgrad (η = P outN / P in, oder Multiplikatorwirkungsgrad oder Transmissionskoeffizient für Leistung) usw.

Ihr Hauptarbeitselement ist ein Multiplikator (Varactor) - eine Art Halbleiterdiode, die als nichtlineare Kapazität mit geringen Verlusten verwendet wird. Die Frequenzumsetzung erfolgt aufgrund der Verzerrung der Signalform auf einer nichtlinear spannungsabhängigen Kapazität und der anschließenden Zuordnung des notwendigen Oberwellenanteils. Blockschaltbilder der beiden Haupttypen von Varaktor-Multiplikatoren sind in den folgenden Abbildungen dargestellt:

Diese Schaltungen umfassen: Varaktor, Eingangsquelle, Last und Filter F1, F2. Letztere sind zum Filtern von Oberwellen in der Last und Eingangsquelle sowie zur Anpassung von Quelle und Last erforderlich. F1 ist auf die Frequenz des Eingangssignals abgestimmt (dies kann z. B. ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz etwas höher als die Frequenz des Eingangssignals sein) und F2 ist auf die Frequenz der erforderlichen Harmonischen abgestimmt ( dies sollte ein ziemlich schmalbandiger PF sein.Bei solchen Eigenschaften gehen nur zwei Stromoberwellen durch den Varaktor.

Die dem UCH zugeführte Signalleistung geht im Varaktor F1 und F2 teilweise verloren. Ein kleiner Bruchteil der umgewandelten Leistung wird in den Schaltungskomponenten abgeführt. Daher ist der Leistungsübertragungskoeffizient von Varaktorverstärkern kleiner als eins.

Die Besonderheit besteht darin, dass die Frequenz der Ausgangsspannungswelligkeit das Doppelte der Frequenz der Eingangsspannung beträgt. Diese Eigenschaft liegt im Funktionsprinzip des Frequenzverdopplers. Die folgende Abbildung zeigt zwei einfache Verdopplerschaltungen basierend auf einer Brückenschaltung und einer Vollweg-Mittelpunktgleichrichterschaltung.

Als Transformatoren am Eingang und Ausgang des Multiplizierers können gewöhnliche Schwingkreise verwendet werden, bessere Eigenschaften lassen sich jedoch mit breitbandigen Symmetrieübertragern erzielen.