Шляхи покращення звучання підсилювачів низької частоти. Схемотехніка вихідних каскадів підсилювачів потужності Переворот схеми на P-N-P

На Хабре вже були публікації про DIY-лампові підсилювачі, які було дуже цікаво читати. Безперечно, звук у них чудовий, але для повсякденного використання простіше використовувати пристрій на транзисторах. Транзистори зручніші, оскільки не вимагають прогріву перед роботою і довговічнішими. Та й не кожен ризикне починати лампову сагу з анодними потенціалами під 400 В, а трансформатори під транзисторні пару десятків вольт набагато безпечніші і доступніші.

Як схему для відтворення я вибрав схему від John Linsley Hood 1969, взявши авторські параметри в розрахунку на імпеданс своїх колонок 8 Ом.

Класична схема від британського інженера, опублікована майже 50 років тому, досі є однією з найвідтворюваніших і збирає про себе виключно позитивні відгуки. Цьому є безліч пояснень:
- Мінімальна кількість елементів спрощує монтаж. Також вважається, що чим простіше конструкція, тим краще звук;
- незважаючи на те, що вихідних транзисторів два, їх не треба перебирати у комплементарні пари;
- вихідних 10 Ватт із запасом вистачає для звичайного людського житла, а вхідна чутливість 0.5-1 Вольт дуже добре узгоджується з виходом більшості звукових карт чи програвачів;
– клас А – він і в Африці клас А, якщо ми говоримо про гарне звучання. Про порівняння з іншими класами буде трохи нижче.

Внутрішній дизайн

Підсилювач починається з живлення. Поділ двох каналів для стерео найправильніше вести вже з двох різних трансформаторів, але я обмежився одним трансформатором із двома вторинними обмотками. Після цих обмоток кожен канал існує сам собою, тому треба не забувати множити на два все згадане знизу. На макетці робимо мости на діодах Шоттки для випрямляча.

Можна і на звичайних діодах або навіть готових мостах, але тоді їх необхідно шунтувати конденсаторами та й падіння напруги на них більше. Після мостів йдуть CRC-фільтри із двох конденсаторів по 33000 мкф і між ними резистор 0.75 Ом. Якщо взяти менше і ємність, і резистор, то CRC-фільтр стане дешевшим і менше грітися, але збільшаться пульсації, що не комільфо. Дані параметри імхо є розумними з точки зору ціна-ефект. Резистор у фільтр потрібен потужний цементний, при струмі спокою до 2А він розсіюватиме 3 Вт тепла, тому краще взяти із запасом на 5-10 Вт. Іншим резисторам у схемі потужності 2 Вт буде цілком достатньо.

Далі переходимо до самої плати підсилювача. В інтернет-магазинах продається купа готових китів, проте не менше скарг на якість китайських компонентів або безграмотних розводок на платах. Тому краще самому, під свій же «розсип». Я зробив обидва канали на єдиній макетці, щоб потім прикріпити її до дна корпусу. Запуск із тестовими елементами:

Все, окрім вихідних транзисторів Tr1/Tr2, знаходиться на самій платі. Вихідні транзистори монтуються на радіаторах, про це трохи нижче. До авторської схеми з оригінальної статті слід зробити такі ремарки:

Не все потрібно відразу впаювати намертво. Резистори R1, R2 і R6 краще спочатку поставити підстроювальні, після всіх регулювань випаяти, виміряти їх опір і припаяти остаточні постійні резистори з аналогічним опором. Налаштування зводиться до наступних операцій. Спочатку за допомогою R6 виставляється, щоб напруга між X і нулем була рівно половиною від напруги +V і нулем. В одному з каналів мені не вистачило 100 ком, так що краще брати ці підрядники із запасом. Потім за допомогою R1 і R2 (зберігаючи їх зразкове співвідношення!) Виставляється струм спокою - ставимо тестер на вимірювання постійного струму і вимірюємо цей струм у точці входу плюсу живлення. Мені довелося відчутно зменшити опір обох резисторів для отримання потрібного струму спокою. Струм спокою підсилювача в класі А максимальний і по суті, без вхідного сигналу, весь йде в теплову енергію. Для 8-омних колонок цей струм, за рекомендацією автора, має бути 1.2 А при напрузі 27 Вольт, що означає 32.4 Ват тепла на кожен канал. Оскільки виставлення струму може зайняти кілька хвилин, то вихідні транзистори повинні бути вже на радіаторах, що охолоджують, інакше вони швидко перегріються і помруть. Бо гріються здебільшого вони.

Не виключено, що в порядку експерименту захочеться порівняти звучання різних транзисторів, тому для них можна залишити можливість зручної заміни. Я спробував на вході 2N3906, КТ361 та BC557C, була невелика різниця на користь останнього. У передвихідних пробувалися КТ630, BD139 та КТ801, зупинився на імпортних. Хоча всі перераховані вище транзистори дуже хороші, і різниця може бути швидше суб'єктивною. На виході я поставив одразу 2N3055 (ST Microelectronics), оскільки вони подобаються багатьом.

При регулюванні та заниженні опору підсилювача може зрости частота зрізу НЧ, тому для конденсатора на вході краще використовувати не 0.5 мкф, а 1 або навіть 2 мкф полімерної плівці. По Мережі ще гуляє російська картинка-схема «Ультралінійний підсилювач класу А», де цей конденсатор взагалі запропонований як 0.1 мкф, що може призвести до зрізу всіх басів під 90 Гц:

Пишуть, що ця схема не схильна до самозбудження, але про всяк випадок між точкою Х і землею ставиться ланцюг Цобеля: R 10 Ом + З 0.1 мкф.
- запобіжники, їх можна і потрібно ставити як на трансформатор, так і силовий вхід схеми.
- дуже доречним буде використання термопасти для максимального контакту між транзистором та радіатором.

Слюсарно-столярне

Тепер про традиційно найскладнішу частину в DIY - корпусі. Габарити корпусу задаються радіаторами, а вони в класі А повинні бути більшими, пам'ятаємо про 30 Ватт тепла з кожного боку. Спочатку я недоучив цю потужність і зробив корпус із середніми радіаторами 800см² на канал. Однак при виставленому струмі спокою 1.2А вони нагрілися до 100 ° С вже за 5 хвилин, і стало ясно, що потрібно щось потужніше. Тобто потрібно або ставити більше радіатори, або використовувати кулери. Робити квадрокоптер мені не хотілося, тому були куплені гігантські красені HS 135-250 площею 2500 см на кожний транзистор. Як показала практика, такий захід виявився трохи надлишковим, зате тепер підсилювач спокійно можна чіпати руками – температура дорівнює лише 40°С навіть у режимі спокою. Деякою проблемою стало свердління отворів у радіаторах під кріплення та транзистори – спочатку куплені китайські свердла по металу свердлили вкрай повільно, на кожну дірку йшло б не менше півгодини. На допомогу прийшли кобальтові свердла з кутом заточування 135 ° від відомого німецького виробника - кожен отвір проходить за кілька секунд!

Сам корпус я зробив із оргскла. Замовляємо у склярів одразу нарізані прямокутники, виконуємо в них необхідні отвори для кріплень та фарбуємо зі зворотного боку чорною фарбою.

Пофарбоване на звороті оргскло виглядає дуже красиво. Тепер залишається тільки все зібрати і насолоджуватися музи ... ах так, при остаточному збиранні ще важливо для мінімізації фону правильно розвести землю. Як було з'ясовано за десятиліття до нас, C3 необхідно приєднувати до сигнальної землі, тобто. до мінусу входу-входу, а решту мінуса можна відправити на «зірку» біля конденсаторів фільтра. Якщо все зроблено правильно, то ніякого фону не почути, навіть якщо на максимальній гучності піднести вухо до колонки. Ще одна «земляна» особливість, яка характерна для звукових карт, які не розв'язані з комп'ютером гальванічно – це перешкоди з душі, які можуть пролізти через USB та RCA. Судячи з інтернету, проблема трапляється часто: у колонках можна почути звуки роботи HDD, принтера, мишки та фон БП системника. У такому разі найпростіше розірвати земляну петлю, заклеївши ізолентою заземлення на вилці підсилювача. Побоюватися тут нічого, т.к. залишиться другий контур заземлення через комп'ютер.

Регулятор гучності на підсилювачі я не став робити, оскільки дістати якийсь якісний ALPS не вдалося, а шарудіння китайських потенціометрів мені не сподобалося. Замість нього було встановлено звичайний резистор 47 ком між «землею» і «сигналом» входу. Тим більше, регулятор у зовнішньої звукової карти завжди під рукою, та й у кожній програмі теж є повзунок. Регулятора гучності немає тільки вінілового програвача, тому для його прослуховування я приробив зовнішній потенціометр до сполучного кабелю.

Я вгадаю цей контейнер за 5 секунд.

Зрештою, можна приступати до прослуховування. Як джерело звуку використовується Foobar2000 → ASIO → зовнішня Asus Xonar U7. Колонки Microlab Pro3 Головна перевага цих колонок - це окремий блок власного підсилювача на мікросхемі LM4766, який можна відразу забрати кудись подалі. Набагато цікавіше з цією акустикою звучали посилки від міні-системи Panasonic з гордим написом Hi-Fi або підсилювач радянського програвача Вега-109. Обидва вищезгадані апарати працюють у класі АВ. Представлений у статті JLH переграв усіх перелічених вище товаришів в одну хвіртку, за результатами сліпого тесту для 3 осіб. Хоча різницю було чути неозброєним вухом і без жодних тестів – звук явно детальніший і прозоріший. Дуже легко, наприклад, почути різницю між MP3 256kbps та FLAC. Раніше я думав, що ефект lossless більше, ніж плацебо, але тепер думка змінилася. Аналогічно набагато приємніше стало слухати нескомпресовані від loudness war файли - dynamic range менше 5 Дб взагалі не айс. Лінслі-Худ коштує витрат часу та грошей, бо аналогічний брендовий усилок коштуватиме набагато дорожче.

Матеріальні витрати

Трансформатор 2200р.
Вихідні транзистори (6 шт. із запасом) 900р.
Конденсатори фільтра (4 шт) 2700 грн.
«Розсип» (резистори, дрібні конденсатори та транзистори, діоди) ~ 2000 р.
Радіатори 1800р.
Оргскло 650р.
Фарба 250р.
Роз'єми 600 р.
Плати, дроти, срібний припій та ін. ~1000 р.
РАЗОМ ~12100 р.

Більшість сучасних транзисторних підсилювачів звукової частоти побудовані за традиційною схемою: за вхідним диференціальним каскадом слід підсилювач напруги і вихідний безтрансформаторний двотактний каскад з послідовним живленням транзисторів по постійному струму, двополярним джерелом живлення і безпосереднім, без перехідного конденс.

На перший погляд, усе це традиційно та добре відомо. Проте кожний підсилювач звучить по-своєму. У чому ж справа? А річ у схемотехнічних рішеннях окремих каскадів, якості застосовуваної елементарної бази, виборі режимів активних елементів, конструктивних рішеннях апаратів. Але все гаразд.

Вхідний каскад

Добре відомий диференціальний каскад насправді не такий простий, як здається на перший погляд. Від його якості багато в чому залежать такі параметри підсилювача, як відношення сигнал/шум і швидкість наростання вихідної напруги, а також зміщення напруга "нуля" і температурна стабільність підсилювача.

Звідси перший висновок: перехід від включення, що не інвертує, до інвертуючого істотно підвищує якість звучання підсилювача. Здійснити такий перехід практично в готовому пристрої досить легко. Для цього достатньо подати сигнал з вхідних роз'ємів на конденсатор С2 попередньо від'єднавши його від шини нульового потенціалу підсилювача, і видалити конденсатор С1.

Вхідний опір підсилювача, що інвертує, практично дорівнює опору резистора R2. Це набагато менше, ніж вхідний опір підсилювача, що не інвертує, яке визначається резистором R1. Тому щоб зберегти незмінною АЧХ в області низьких частот, у ряді випадків потрібно збільшити ємність конденсатора С2, яка повинна бути в стільки разів більше ємності конденсатора С1, скільки опір резистора R1 більше опору резистора R2. Крім того, для збереження постійним коефіцієнта посилення всього пристрою доведеться підібрати резистор R3 в ланцюзі ООС, т.к. коефіцієнт посилення інвертуючого підсилювача К = R3/R2, а неінвертируючого К = 1 + R3/R2. При цьому для мінімізації напруги зміщення нуля на виході резистор R1 необхідно підібрати з тим же опором, що у встановленого резистора R3.

Якщо все ж таки необхідно зберегти неінвертуюче включення першого каскаду, але при цьому усунути вплив синфазних спотворень, слід підвищити вихідний опір джерела струму, замінивши резистор R7 в ланцюгах емітерних диференціального каскаду на транзисторне джерело стабільного струму (рис. 4). Якщо таке джерело підсилювача вже є, підвищити його вихідний опір можна, збільшивши номінал резистора R14 в емітері транзистора VT8. При цьому для збереження незмінної величини струму через цей транзистор слід збільшити опорну напругу на його базі, наприклад, замінивши стабілітрон VD1 на інший з більш високою напругою стабілізації.

Дуже ефективним шляхом зниження спотворень підсилювача є використання в диференціальному каскаді однотипних транзисторів, попередньо підібраних за статичним коефіцієнтом посилення та напругою база – емітер.

Такий спосіб неприйнятний під час серійного виробництва підсилювачів, але цілком підходить при модернізації одиничних екземплярів готових пристроїв. Відмінні результати дає установка в диференціальному каскаді транзисторної збірки з двох транзисторів, виконаних в єдиному технологічному процесі на одному кристалі і тому мають близькі значення зазначених вище параметрів.

Зниженню спотворень сприяє також введення в перший каскад підсилювача місцевого негативного зворотного зв'язку по струму за допомогою установки в ланцюгах емітерів транзисторів VT1, VT2 резисторів з опором до 100 Ом (R9, R10). При цьому може знадобитися деяке коригування опору резистора R3 в ланцюзі ООС.

Очевидно, цим не вичерпуються всі методи модернізації вхідного диференціального каскаду. Можлива також установка замість однотранзисторного джерела двотранзисторного струму з рекордними показниками вихідного опору, введення так званого струмового дзеркала в підсилювачах з несиметричним зніманням сигналу з першого каскаду на каскад посилення напруги, включення кожного з транзисторів за каскодною схемою і т.д. Однак такі переробки трудомісткі і не конструкція підсилювача дозволяє їх виконати.

Вихідний каскад

Вихідний каскад є основним джерелом спотворень у будь-якому підсилювачі потужності. Його завданням є формування неспотвореного сигналу необхідної амплітуди у робочому діапазоні частот на низькоомному навантаженні.

Розглянемо традиційний каскад на комплементарних парах біполярних транзисторів, що включені за схемою двотактного емітерного повторювача. У біполярних транзисторів існує ємність p-n-переходу емітер-база, яка може досягати величини десятих і сотих часток мікрофаради. Розмір цієї ємності впливає граничну частоту транзисторів. Під час подачі на вхід каскаду позитивної напівхвилі сигналу працює верхнє плече двотактного каскаду (VT4, VT6). Транзистор VТ4 включений за схемою із загальним колектором і має малий вихідний опір, тому струм, що протікає через нього, швидко заряджає вхідну ємність транзистора VT6 і відкриває його. Після зміни полярності вхідної напруги включається нижнє плече вихідного каскаду, а верхнє вимикається. Транзистор VТ6 закривається. Але щоб повністю закрити транзистор необхідно розрядити його вхідну ємність. Розряджається вона, переважно, через резистори R5 і R6, причому щодо повільно. До моменту включення нижнього плеча вихідного каскаду повністю розрядитися ця ємність не встигає, тому транзистор VТ6 не закривається, і через транзистор VТ7, крім свого, протікає колекторний струм транзистора VТ6. В результаті через виникнення наскрізного струму на високих частотах при великій швидкості перемикання не тільки підвищується потужність, що розсіюється транзисторами, і падає ККД, а й ростуть спотворення сигналу. Найпростіший спосіб усунення описаного недоліку – зменшення опору резисторів R5 та R6. Однак при цьому зростає потужність, що розсіюється на транзисторах VТ4 та VТ5. Більш раціональний спосіб зменшити спотворення – змінити схему вихідного каскаду підсилювача в такий спосіб, щоб форсувати розсмоктування надлишкового заряду (рис. 5). Цього можна досягти за допомогою підключення резистора R5 до емітера транзистора VТ5.

У разі високого вихідного опору передконечного каскаду надлишковий заряд може накопичуватися і базах транзисторів VT4 і VT5. Для усунення цього явища необхідно з'єднати бази цих транзисторів з точкою нульового потенціалу підсилювача через резистори R11 та R12 з номіналами 10...24 кОм.

Описані заходи є досить ефективними. У порівнянні з типовим включенням швидкість зменшення колекторного струму у вихідному каскаді після описаних переробок виявляється приблизно в чотири рази більше, а спотворення на частоті 20 кГц - приблизно втричі менше.

Дуже важливе значення з точки зору спотворень, що вносяться, має гранична гранична частота використовуваних транзисторів, а також залежність їх статичного коефіцієнта посилення по струму і граничної частоти від струму емітера. Тому подальшого поліпшення якісних показників підсилювачів з вихідним каскадом на біполярних транзисторах можна досягти шляхом заміни вихідних транзисторів більш високочастотні з меншою залежністю коефіцієнта посилення від струму емітера. Як такі транзистори можна порекомендувати комплементарні пари 2SA1302 і 2SC3281; 2SA1215 та 2SC2921; 2SA1216 та 2SC2922. Усі транзистори виробництва фірми Toshiba у корпусах ТО-247.

Значною мірою якість звучання підсилювача впливає його здатність працювати на низкоомную навантаження, тобто. віддавати у навантаження максимальний струм сигналу без спотворень.

Відомо, що будь-яка акустична система (скорочено АС) характеризується модулем вихідного комплексного опору Z. Зазвичай величина цього опору вказується у паспортах серійних АС побутового призначення та становить 4 або 8 Ом. Однак це вірно тільки на одній частоті, зазвичай на 1 кГц. У діапазоні робочих частот модуль комплексного опору змінюється в кілька разів і може зменшуватися до 1 ... 2 Ом. Іншими словами, для неперіодичних імпульсних сигналів з широким спектром, до яких відноситься музичний сигнал, АС представляє для підсилювача низькоомне навантаження, з яким багато серійних підсилювачів просто не справляються.

Тому найбільш ефективним способом поліпшення якісних показників вихідного каскаду під час роботи на реальне комплексне навантаження є збільшення кількості транзисторів у плечах двотактного підсилювача. Це дозволяє як підвищити надійність підсилювача, оскільки розширюється область безпечної роботи кожного транзистора, але, найголовніше, знизити спотворення з допомогою перерозподілу колекторних струмів між транзисторами. У цьому випадку звужується діапазон зміни струму колектора і, відповідно, коефіцієнта посилення, що призводить до зменшення спотворень на низькоомному навантаженні, зрозуміло, за дотримання певних вимог до джерела живлення.

Дуже радикальним способом, що дозволяє докорінно покращити звучання підсилювача, є заміна біполярних транзисторів у вихідному каскаді на польові з ізольованим затвором (MOSFET).

Порівняно з біполярними MOSFET вигідно відрізняються кращою лінійністю прохідних характеристик і значно вищою швидкодією, тобто. найкращими частотними властивостями. Ці особливості польових транзисторів у разі їх застосування дозволяють відносно простими засобами доводити параметри та якість звучання підсилювача, що модернізується, до найвищого рівня, що неодноразово підтверджено на практиці. Поліпшення лінійності вихідного каскаду сприяє і така особливість польових транзисторів, як високий вхідний опір, що дозволяє обійтися без передконечного каскаду, що виконується зазвичай за схемою Дарлінгтона, і додатково знизити спотворення, скоротивши шлях сигналу.

Відсутність явища вторинного теплового пробою у польових транзисторів розширює область безпечної роботи вихідного каскаду і цим дозволяє підвищити надійність роботи підсилювача загалом, соціальній та деяких випадках спростити ланцюга температурної стабілізації струму спокою.

І останнє. Для підвищення надійності підсилювача не зайвим буде встановлення захисних стабілітронів VD3, VD4 з напругою стабілізації 10 ... 15 В ланцюга затворів транзисторів. Ці стабілітрони захищатимуть від пробою затвор, величина зворотного пробивного напруги якого зазвичай не перевищує 20 В.

При аналізі ланцюгів установки початкового усунення вихідного каскаду будь-якого підсилювача слід звернути увагу на два моменти.

Перший момент пов'язані з тим, який початковий струм спокою встановлено. Багато закордонних виробників встановлюють його в межах 20...30 мА, що явно недостатньо з точки зору високоякісного звучання на малих рівнях гучності. Хоча видимі спотворення типу "сходинка" у вихідному сигналі відсутні, недостатня величина струму спокою призводить до погіршення частотних властивостей транзисторів, і, як наслідок, до нерозбірливого, "брудного" звучання на малих рівнях гучності, "замазування" дрібних деталей. Оптимальною величиною струму спокою слід вважати 50...100 мA. Якщо підсилювачі встановлено кілька транзисторів в плечі, то ця величина відноситься до кожного транзистора. У переважній більшості випадків площа радіаторів підсилювача дозволяє довго відводити від вихідних транзисторів тепло при рекомендованій величині струму спокою.

Другий дуже важливий момент полягає в тому, що нерідко застосовується в класичній схемі установки і термостабілізації струму спокою високочастотний транзистор збуджується на високих частотах, причому його збудження дуже складно виявити. Тому бажано використовувати замість нього низькочастотний транзистор з f т. У будь-якому випадку заміна цього транзистора на низькочастотний гарантує від неприємностей. Усунути динамічну зміну напруги допомагає включення між колектором і базою конденсатора С4 ємністю до 0,1 мкФ.

Частотна корекція підсилювачів потужності

Найважливішою умовою забезпечення високоякісного звуковідтворення є зниження можливого мінімуму динамічних спотворень транзисторного підсилювача. У підсилювачах із глибокої ООС цього можна досягти, приділивши серйозну увагу частотній корекції. Як відомо, реальний звуковий сигнал має імпульсний характер, тому достатнє для практичних цілей уявлення про динамічні властивості підсилювача можна отримати за його реакцією на стрибок вхідної напруги, яке, у свою чергу, залежить від перехідної характеристики. Остання може бути описана за допомогою коефіцієнта згасання. Перехідні характеристики підсилювачів за різних значеннях цього коефіцієнта наведено на рис. 7.

За величиною першого викиду вихідної напруги U вих = f(t) можна зробити однозначний висновок щодо відносної стійкості підсилювача. Як видно з наведених на рис. 7 показників, цей викид максимальний при мінімальних коефіцієнтах згасання. Такий підсилювач має малий запас стійкості та за інших рівних умов має великі динамічні спотворення, які виявляють себе у вигляді «брудного», «непрозорого» звучання, особливо на високих частотах звукового діапазону, що чутно.

З точки зору мінімізації динамічних спотворень, найбільш вдалим є підсилювач з аперіодичною перехідною характеристикою (коефіцієнт загасання менше 1). Проте реалізувати практично такий підсилювач технічно дуже складно. Тому більшість фірм-виробників йдуть на компроміс, забезпечуючи нижчий коефіцієнт загасання.

Насправді оптимізація частотної корекції здійснюється в такий спосіб. Подавши з генератора імпульсів на вхід підсилювача сигнал типу «меандр» частотою 1 кГц і спостерігаючи перехідний процес на виході за допомогою осцилографа, підбором ємності конденсатора, що коригує, домагаються форми вихідного сигналу, найбільш наближеної до прямокутної.

Вплив конструкції підсилювача на якість звуку

У добре спроектованих підсилювачах, зі старанно опрацьованою схемотехнікою та режимами роботи активних елементів, на жаль, далеко не завжди продумані питання конструктивного виконання. Це призводить до того, що спотворення сигналу, викликані монтажними наведеннями від струмів вихідного каскаду на вхідні ланцюги підсилювача, роблять помітний внесок у загальний рівень спотворень всього пристрою. Небезпека таких наведень полягає в тому, що форми струмів, що проходять по ланцюгах живлення плечей двотактного вихідного каскаду, що працює в режимі класу АВ, дуже відрізняються від форм струмів у навантаженні.

Другою конструктивною причиною підвищених спотворень підсилювача є невдале розведення «земляних» шин на друкованій платі. Через недостатнє переріз на шинах відбувається помітне падіння напруги, створюване струмами в ланцюгах живлення вихідного каскаду. В результаті потенціали "землі" вхідного каскаду та "землі" вихідного каскаду стають різними. Відбувається так зване перекручування «опорного потенціалу» підсилювача. Ця різниця потенціалів, що постійно змінюється, додається на вході до напруги корисного сигналу і посилюється наступними каскадами підсилювача, що рівноцінно наявності перешкоди і призводить до зростання гармонійних та інтермодуляційних спотворень.

Для боротьби з такою перешкодою у готовому підсилювачі необхідно проводами досить великого перерізу з'єднати в одній точці (зіркою) шини нульового потенціалу вхідного каскаду, нульового потенціалу навантаження та нульового потенціалу джерела живлення. Але найбільш радикальним способом усунення спотворення опорного потенціалу є гальванічна розв'язка загального дроту вхідного підсилювача каскаду від потужної шини живлення. Таке рішення можливе у підсилювачі з диференціальним вхідним каскадом. Із загальним дротом джерела сигналу (лівим на схемі на рис. з'єднані лише висновки резисторів R1 і R2. Всі інші провідники, з'єднані із загальним дротом, підключені до потужної шини джерела живлення, правої на схемі. Однак у цьому випадку відключення з будь-яких причин джерела сигналу може призвести до виходу підсилювача з ладу, так як ліва «земляна» шина виявляється ні до чого не підключеною і стан вихідного каскаду стає непередбачуваним. дуже маленьким, щоб перешкоди від потужної шини живлення не могли потрапити на вхід підсилювача, і в той же час не надто великим, щоб не впливати на глибину ООС. На практиці опір резистора R4 становить близько 10 Ом.

Енергоємність джерела живлення

У переважній більшості промислових підсилювачів ємність накопичувальних (фільтруючих) конденсаторів блоку живлення явно недостатня, що виключно економічними причинами, т.к. електричні конденсатори великих номіналів (від 10 000 мкФ і більше) – явно найдешевші компоненти. Недостатня ємність конденсаторів, що фільтрують, призводить до «затисненості» динаміки підсилювача і підвищення рівня фону, тобто. до погіршення якості звуку. Практичний досвід автора в галузі модернізації великої кількості різних підсилювачів свідчить про те, що «справжній звук» починається за енергоємності джерела живлення не менше 75 Дж на канал. Для забезпечення такої енергоємності потрібна сумарна ємність конденсаторів, що фільтрують, не менше 45 000 мкФ при напрузі живлення 40 В на одне плече (Е = CU 2 /2).

Якість елементної бази

Не останню роль забезпечення високої якості звучання підсилювачів грає якість елементної бази, причому переважно пасивних компонентів, тобто. резисторів та конденсаторів, а також монтажних проводів.

І якщо більшість виробників застосовує у своїх виробах постійні вуглецеві та металопленочні резистори досить високої якості, то цього не можна сказати щодо постійних конденсаторів. Прагнення зекономити на собівартості продукції часто призводить до плачевних результатів. У тих ланцюгах, де необхідно використовувати високоякісні плівкові полістиролові або поліпропіленові конденсатори з малими діелектричними втратами та низьким коефіцієнтом діелектричної абсорбції, найчастіше встановлені грошові оксидні конденсатори або, що трохи краще, конденсатори з діелектриком з лавсанової (поліетилентера). Через це навіть грамотно спроектовані підсилювачі звучать "нерозбірливо", "каламутно". При відтворенні музичних фрагментів відсутні деталі звучання, порушений тональний баланс, явно не вистачає швидкості, що проявляється у млявій атаці звучання музичних інструментів. При цьому страждають інші аспекти звуку. Загалом звучання залишає бажати кращого.

Тому при модернізації справді високоякісних підсилювальних пристроїв необхідно замінити всі низькоякісні конденсатори. Хороші результати дає застосування конденсаторів фірм Siemens, Philips, Wima. При доведенні дорогих апаратів високого класу краще використовувати конденсатори американської компанії Reelcup типів PPFX, PPFX-S, RTX (типи вказані в порядку зростання вартості).

І в останню чергу слід звернути увагу на якість діодів випрямляча та монтажних дротів.

Повсюдно застосовувані в блоках живлення підсилювачів потужні випрямні діоди і випрямні мости мають низьку швидкодію через наявність ефекту розсмоктування неосновних носіїв заряду в p-n-переході. В результаті при зміні полярності змінного напруги промислової частоти, що підводиться до випрямляча, перебувають у відкритому стані діоди закриваються з деякою затримкою, що в свою чергу призводить до появи потужної імпульсної перешкоди. Перешкода проникає ланцюгами живлення в звуковий тракт і погіршує якість звучання. Для боротьби з цим явищем необхідно застосовувати швидкодіючі імпульсні діоди, а ще краще діоди Шоттки, у яких ефект розсмоктування неосновних носіїв заряду відсутній. Із доступних можна рекомендувати діоди фірми International Rectifier. Що стосується монтажних проводів, то найкраще замінити наявні звичайні монтажні проводи на кабелі великого перерізу з безкисневої міді. Насамперед слід замінити дроти, що передають посилений сигнал до вихідних клем підсилювача, дроти в ланцюгах живлення, а також при необхідності проводку від вхідних гнізд до входу першого підсилювального каскаду.

Конкретні рекомендації щодо марок кабелів дати важко. Все залежить від смаку та фінансових можливостей власника підсилювача. З відомих та доступних на нашому ринку можна рекомендувати кабелі фірм Kimber Kable, XLO, Audioquest.

25171

Порівняння розмірів оригінального (великого) та підробленого (малого) кристалів транзисторів 2n3055

Загальна плата для двох каналів підсилювача JLH2005 та двох плат каналів стабілізаторів напруги

Випробування підсилювача JLH1969 від імпульсного джерела живлення

Тест підсилювача JLH1969 від аналогового джерела живлення із Ш трансформатором 120 Вт

Підбір транзисторів у підсилювач JLH

Вихідні транзистори

• Старі екземпляри, які робилися за меза-планарною технологією (2N3055), яку витіснила епітаксильно-паланарна сучасна (MJE3055) – дуже музичні транзистори.
• Незважаючи на АЧХ, звук 2n3055 дзвінкіший і прозоріший, але у 2sc3281 звук більш приглушений і ламповий, чи що. Мабуть, позначається розподіл гармонік
• Найкращими та стабільними в цьому агрегаті все-таки виявилися MJ15024, MJ15003, 2N2773. Бетта транзисторів вихідного каскаду при 4 Ом навантаженні має бути не менше 120.
• Супер транзистори - MJ15026, 15027 за 27$ один, у Штатах 7$.

Ну і моторолівський клон 2SC3281 – це MJL3281A, він за лінійністю Кус взагалі рекордсмен. Практично пряма полиця, а спад бети починається з 5-6 Ампер!!! По звуку лідирують MJL3281A (NPN) MJL1302A (PNP) як найінтегральніші потужні біполярні транзистори для ЗЧ.

Дуже добрий результат дає паралельне включення на виході 2-х 3-х транзисторів середньої потужності 2sc5707, попередньо відібраних по бетті (вона у них дуже висока – до 560). Паяємо по 2-3 транзистори на загальну мідну пластину, а потім її кріпимо до радіатора через прокладку, паяти краще легкоплавким припоєм пос-61.

У пластику (ТО-247) можна ставити MJE21193, 2CS5200, КТ8101 (у порядку погіршення якості); У металі (ТО-3) можна MJ15003, MJ15024, 2N3055, КТ819ВМ, ГМ (у такому порядку); З наших - КТ908, КТ903, КТ808, КТ805, КТ803 (КТ908 на голову вище за всіх, з вітчизняних вони найкращі).

Не застосовуйте MJL21294, ці транзистори не для цього підсилювача. Тим більше при 4 Ом навантаженні. Ось в однотактному повторювачі Ігоря Семиніна чи підсилювачах із складовими транзисторами на виході їм саме місце. У підсилювачі за схемою JLH чим вищий Кус вихідних транзисторів та передвихідного – тим краще. MJL-21194 зараз найкращі для звуку але не для Худа, в JLH можна застосувати MJ15003, але у них корпус незручний, як і у 2N3055

Дивився характеристики апарату на такому комплекті транзисторів: Вихідні високочастотні 2sc5200 + драйверний каскад на вс550bp, вхідний транзистор bc109b. Спотворення вийшли 0,02 ... 0,03% при прекрасному меандр. За тих же умов низькочастотні мотороли з невисокою бетою дають спотворення 0,08-0,1% при сильно заваленому фронті меандру.

На виході повинна обов'язково коригуватися від збудження установкою конденсаторів між базою та колектором драйверного транзистора порядку 10-15 пФ та конденсатором ємністю 22-60 пФ паралельно резистори ООС R5 2,7 кОм. Якщо конденсатор ООС має номінал 470-680 мкФ, то дільник ООС 2,7 кОм/240 Ом краще зменшити до 1,2 кОм/120 Ом, що дасть менші спотворення та більшу стійкість.

Сучасні транзистори програють вінтажним за якістю відтворення НЧ. Я вважаю, що 2SA1943, 2SC5200 забезпечують краще звучання ніж MJ15003, 15004 або MJ15024, 25.

MJL21194 поєднують у собі плюси: плоский зручний для монтажу корпус та вузьку смугу 4-6,5 МГц. Щоправда, вони мають два "мінуси" - високу вартість і маленький коефіцієнт посилення. Потужні сучасні транзистори з ft>30MHz ставити не рекомендуються – буде збуд. Старі НЧ транзистори краще поводяться, ніж новоробні ВЧ. У цьому сенсі варто спробувати наші КТ805-КТ819

У транзисторів серій: MJ, MJL, MJW - 21193, 21194, 21195, 21196 ... застосована мідна металізація на поверхні кристала для формування виведення бази, що вирівнює температуру поверхні кристала, покращує розподіл струму по площі кристала і розширює ОБР, особливо .

Драйверний транзистор

Перепробував безліч транзисторів у драйвері, найкращі результати показав 2sc2240, що закономірно. у нього 300-700 бета, при чудовій лінійності струму колектора в діапазоні 1,0-50 мА і мала ємність 3 пФ, приклеюємо до нього мідну пластинку отримуємо чудовий драйвер середньої потужності = Ібуки

Якщо у вас вихідні транзистори з великою беттою, то струм від драйверного транзистора потрібен невеликий 15-25 мА, так що не потрібно туди ставити тупий кінський транзистор. З радянських непоганий кт602Б, але його потрібно відбирати з бетою при струмі 20-30 мА не менше ніж 200.

Маломощний передвихідний транзистор показує набагато кращі результати за якістю меандру та спотворень ніж BD139 і такі ж «середньопотужні» через лінійніші характеристики при струмах 10-30 мА, високого h21е і малих міжелектродних ємностей. Особливо гарний приріст якості у класичній схемі 1969 року.

У драйверний каскад найкраще: 2sc5706, 2 sc5707з бетою 300-400, гірше 2sc2120 (ці потрібно приклеїти до радіатора), ще гірше 2sc5171, bd139. Спробуйте 2sc5707Для потужного варіанта підсилювача по два в паралель (імхо найкращі для цієї схеми) тільки потрібен грамотний монтаж, як ВЧ пристроїв та корекція. Потрібно зібрати макет JLH, транзистор Т2 залишити без радіатора, заміряти струм вихідного каскаду, а далі транзистор Т2 нагріти паяльником і знову заміряти.

Як драйвер є один хитрий супер - транзистор з бетою під 1000 2sd2165.

У схему замість біполярного транзистора можна спробувати поставити мосфет із невеликою вхідною ємністю (наприклад - irf510). Зараз напруга на колекторі першого транзистора менше 2, а з мосфетом буде більше 5, що зменшить спотворення. Плюс - посилення першого транзистора зросте через більший вхідний опір мосфету, тільки не забудьте в затвор польовика поставити резистор номіналом близько 150 Ом

Вхідний транзистор

Вхідний транзистор повинен бути з малим зворотним струмом колектора, високою беттою та малим коефіцієнтом шуму, що дозволяє йому працювати при мізерному струмі колектора 100-300 мкА. У першому каскаді добре показали себе малопотужні транзистори з ємністю колектора менше 30 пФ і беттою більше 250. Перший транзистор має маленький струм спокою 0.3 мA, тут має бути транзистор з бетою 500-700 типів bc560c, 2sa9.

Переворот схеми наP-N-P

Кілька разів і у нас на форумах та на зарубіжних ресурсах я зустрічав твердження, що підсилювач за схемою JLH на вихідних транзисторах структури P-N-P звучить набагато краще, ніж на n-p-n. Також деякі місцеві гуру були помічені в швидкоплинному звеличенні p-n-p транзисторів на виході і не тільки. Нещодавно на форумах я почав ставити питання з цього приводу і дійшов до грандів типу А. Нікітіна, Лінкса та Алекса. Але виразних відповідей не отримав, на кшталт "сам здогадуйся" або "це всім і так відомо", в такому дусі. Іноземні товариші виявилися простішими, але вони не морочилися обґрунтуванням факту - просто взяли і перевернули, а воно виявилося кращим і все!

Багато іноземців на форумах повідомляють, що з PNP транзисторами на виході звук набагато кращий. Цілком можна спробувати поставити на вихід улюблені майже всі MJ15003 провідності NPN і порівняти їх з 15024. Потім перевернути харчування і поставити на вихід - PNP MJ21193, а на вхід МАТ-12 від складання AD, по половинці на кожен канал. Або провести натурні

Удома давно без діла стояла перероблена колонка типу С-90. Для неї давно замислювався зробити потужний транзисторний підсилювач, тільки все часу не було зібрати. І ось вирішив не мучити себе транзисторами і зібрати не менш гарний вихідний монофонічного типу (оскільки колонка була єдиною) на сучасній базі. Мій вибір з численних мікросхем зупинився на всьому добре відому TDA7294. Чому вибрав саме її? Низька ціна, якщо врахувати вихідну потужність мікросхеми, дуже хороші звукові параметри, велика вихідна потужність, проста схема включення, високий басовий потенціал і багато іншого.

Особливо сподобалося те, що цей підсилювач чудово почувається на повній гучності при живленні 30 вольт. Але якщо потрібно, то харчування можна подавати до 36 вольт, навіть подавав 40 і на повній гучності не спостерігав спотворень. Але ризикувати не варто - мало що. Довготривала потужність у мікросхеми чистих 70 ватів.

Корпус – магнітола автомобіля. Заздалегідь з неї зняти всі начинки, залишивши тільки панельку.

Спочатку збирався зібрати по схемі Чавільча з вихідними транзисторами, але не наважився, оскільки відгуки тих хто збирав насторожували. У такому підключенні мікросхема працює як попередній підсилювач, а основне навантаження лежить на потужних вихідних транзисторах. Якщо є охочі спробувати цей варіант - викладаю схему, але не раджу, адже хоч у неї потужність приблизно 130 Вт, при великій гучності звук робиться невпізнанним.

Трансформатор був від ч/б телевізора з потужністю 200 Вт, хоча підійде будь-який від 150 до 300 Вт. Звичайно можна більше, але сенсу немає, оскільки підсилювач на піка споживає не більше 100-120 ват. Трансформатор потрібно трохи переробити, оскільки нам потрібне харчування +/- 30 вольт, тобто 15 вольт на плече. Якщо у вас трансформатор від телевізора, там на кожній котушці є 12 вольтові відмотки і трансформатор трансформувати самому вже не потрібно. Якщо вам не пощастило і трансформатор не той, доведеться мотати вторинку. Для цього розуміємо трансформатор, знімаючи залізки і всі вторинні обмотки залишаючи тільки мережеву. Потім беремо провід з діаметром 1 мм і мотаємо 50 витків, потім робимо відвід і мотаємо ще стільки. Після намотування назад збираємо трансформатор.

Діодний міст робимо з діодів типу КД2010 з будь-якою літерою, головне - щоб діоди тримали струм щонайменше 5 ампер. Конденсатори на фільтрі ставимо на 35, 40 чи 50 вольт. Мікрофаради більше, починаючи мінімум від 4700 мікрофарад. Для кращого фільтрування паралельно до конденсаторів підключаємо неполярні конденсатори на 0,1 мікрофарад. Далі збираємо сам підсилювач потужності за схемою. Вхідний конденсатор не критичний, але можна зробити підбір за кращим звучанням. Після складання мікросхему підсилювача без радіатора прикрутив на корпус магнітоли і доповнив виріб вентилятором від комп'ютерного БП.

Блок живлення зібраний окремо та підключається через трироз'ємну вилку до загального підсилювального блоку. Звуковий регулятор знаходиться позаду корпусу, а електронний регулятор на панельці не відіграє жодної ролі, просто доповнює дизайн конструкції вихідного підсилювача. Якщо ви любитель гучної музики, варто зібрати варіант мостового включення двох мікросхем TDA7294, цим можна отримати до 180 Вт чистої потужності. Але природно цей варіант теж працює в моно режимі, оскільки тут використана сумарна потужність обох мікросхем.

При складанні мостового варіанта підсилювача врахуйте, що вихідне навантаження кожної мікросхеми 4 ома, тобто вам знадобиться динамічна головка з опором 8 ом, а їх не дуже просто знайти. Правда можна для отримання навантаження 8 ом послідовно підключити два динаміка по 4 ома.

Якщо бажаєте зібрати стерео варіант на двох мікросхемах, моя особиста порада - для отримання більш високої якості звуку живіть мікросхеми від окремих джерел струму, тобто беріть один трансформатор з потужністю 200-300 ватів і для кожного підсилювача мотайте свою незалежну обмотку, постачайте окремими і конденсаторним блоком фільтрів, а якщо знайдуться екстремали які все ж таки вирішать доповнити підсилювач вихідними транзисторами по схемі Чавільча, то між транзисторами і мікросхемою ставте додаткову схему на транзисторах - це підвищить надійність і стабільність роботи вихідного підсилювача. Статтю надіслав – АКА.

Обговорити статтю ВИХІДНИЙ ПІДСИЛЮВАЧ

Вихідні каскади на базі "двійок"

Як джерело сигналу будемо використовувати генератор змінного струму з вихідним опором, що перебудовується (від 100 Ом до 10,1 кОм) з кроком 2 кОм (рис. 3). Таким чином, при випробуваннях ВК при максимальному вихідному опорі генератора (10,1 кОм) ми в якійсь мірі наблизим режим роботи випробуваних ВК до схеми з розімкнутою ООС, а в іншому (100 Ом) - до схеми із замкнутою ООС.

Основні типи складових біполярних транзисторів показані на рис. 4. Найчастіше в ВК використовується зі ставною транзистор Дарлінгтона (рис. 4 а) на базі двох транзисторів однієї провідності ("двійка" Дарлінгтона), рідше - складовий транзистор Шиклаї (рис. 4б) з двох транзисторів різної провідності з струмової негативної ОС, і ще рідше - складовий транзистор Брайстона (Bryston, рис. 4 в).
"Алмазний" транзистор - різновид складеного транзистора Шиклаї - показаний на рис. 4 р. На відміну транзистора Шиклаи, у цьому транзисторі завдяки " струмовому дзеркалу " струм колекторів обох транзисторів VT 2 і VT 3 майже однаковий. Іноді транзистор Шиклаї використовують із коефіцієнтом передачі більше 1 (рис. 4 д). І тут K П =1+ R 2/ R 1. Аналогічні схеми можна отримати і польових транзисторах (ПТ).

1.1. Вихідні каскади з урахуванням " двійок " . " Двійка " - це двотактний вихідний каскад з транзисторами, включеними за схемою Дарлінгтона, Шиклаї чи його комбінації (квазікомлементарний каскад, Bryston та інших.). Типовий двотактний вихідний каскад на " двійці " Дарлінгтона показаний на рис. 5. Якщо емітерні резистори R3, R4 (рис. 10) вхідних транзисторів VT 1, VT 2 підключити до протилежних шин живлення, то ці транзистори працюватимуть без відсікання струму, тобто в режимі класу А.

Подивимося, що дасть спарювання вихідних транзисторів для двійки "Дарлінгт" (рис. 13).

На рис. 15 наведена схема ВК, використана в одному з професійних підсилювачів.

Менш популярна у ВК схема Шиклаї (рис. 18). Спочатку розвитку схемотехніки транзисторних УМЗЧ були популярні квазікомплементарні вихідні каскади, коли верхнє плече виконувалося за схемою Дарлінгтона, а нижнє - за схемою Шиклаї. Однак у початковій версії вхідний опір плечів ВК несиметричний, що призводить до додаткових спотворень. Модифікований варіант такого ВК з діодом Баксандалла, як використаний базо - емітерний перехід транзистора VT 3, показаний на рис. 20.

Крім розглянутих "двійок", є модифікація ВК Bryston, в якій вхідні транзистори емітерним струмом керують транзисторами однієї провідності, а колекторним струмом - транзисторами іншої провідності (рис. 22). Аналогічний каскад може бути реалізований і на польових транзисторах, наприклад Lateral MOSFET (рис. 24) .

Гібридний вихідний каскад за схемою Шиклаї з польовими транзисторами як вихідні показано на рис. 28 . Розглянемо схему паралельного підсилювача на польових транзисторах (рис. 30).

Як ефективний спосіб підвищення та стабілізації вхідного опору "двійки" пропонується використовувати на її вході буфер, наприклад, емітерний повторювач з генератором струму в ланцюзі емітера (рис. 32).

З розглянутих "двійок" найгіршим по девіації фази та смузі пропускання виявився ВК Шиклаї.

Подивимося, що може дати такого каскаду застосування буфера. Якщо замість одного буфера використовувати два на транзисторах різної провідності, включених паралельно (рис. 35), то можна очікувати подальшого поліпшення параметрів та підвищення вхідного опору. З усіх розглянутих двокаскадних схем найкраще за нелінійними спотвореннями показала себе схема Шиклаї з польовими транзисторами. Подивимося, що дасть встановлення паралельного буфера на її вході (рис. 37).

Параметри досліджених вихідних каскадів зведено у табл. 1 .
Аналіз таблиці дозволяє зробити такі висновки:
- будь-який ВК з "двійок" на БТ як навантаження УН погано підходить для роботи в УМЗЧ високої вірності;
- характеристики ВК з ПТ на виході мало залежать від опору джерела сигналу;
- буферний каскад на вході будь-якої з "двійок" на БТ підвищує вхідний опір, знижує індуктивну складову виходу, розширює смугу пропускання та робить параметри незалежними від вихідного опору джерела сигналу;

- ВК Шиклаї з ПТ на виході та паралельним буфером на вході (рис. 37) має найвищі характеристики (мінімальні спотворення, максимальну смугу пропускання, нульову девіацію фази у звуковому діапазоні).

Вихідні каскади на базі "трійок"

У високоякісних УМЗЧ частіше використовуються трикаскадні структури: "трійки" Дарлінгтона, Шиклаї з вихідними транзисторами Дарлінг тону, Шиклаї з вихідними транзисторами Bryston та інші комбінації. Одним з найпопулярніших вихідних каскадів в даний час є ВК на базі складового транзистора Дарлінгтона з трьох транзисторів (рис. 39).

Варіант ВК Шиклаї за схемою на рис.

4 г із застосуванням складених транзисторів Bryston показаний на рис. 46 . На рис. 48 показаний варіант т ВК на транзисторах Шиклаї (рис.4 д) з коефіцієнтом передачі близько 5, в якому вхідні транзистори працюють у класі А (ланцюги термостабілізації не показані).

На рис. 51 показаний ВК структурою попередньої схеми тільки з одиничним коефіцієнтом передачі. Огляд буде неповним, а то й зупинитися на схемі вихідного каскаду з корекцією нелінійності Хауксфорда (Hawksford), наведеної на рис. 53 . Транзистори VT 5 та VT 6 - складові транзистори Дарлінгтона.

Замінимо вихідні транзистори на польові транзистори типу Lateral (рис. 57

За підвищення надійності підсилювачів за рахунок виключення наскрізних струмів, які особливо небезпечні при кліпуванні високочастотних сигналів, сприяють схеми антинасичення вихідних транзисторів. Варіанти таких рішень показано на рис. 58. Через верхні діоди відбувається скидання зайвого струму бази в колектор транзистора при наближенні до напруги насичення. На напругу насичення потужних транзисторів зазвичай знаходиться в межах 0,5...1,5, що приблизно збігається з падінням напруги на базо-емітерному переході. У першому варіанті (рис. 58 а) за рахунок додаткового діода в ланцюгу бази напруга еміте р - колектор не доходить до напруги насичення приблизно на 0,6 (падіння напруги на діоді). Друга схема (рис. 58б) вимагає підбору резисторів R 1 і R 2. Нижні діоди у схемах призначені для швидкого вимикання транзисторів при імпульсних сигналах. Аналогічні рішення застосовують і у силових ключах.

Часто для підвищення якості в УМЗЧ роблять роздільне харчування, підвищене, на 10...15 В для вхідного каскаду та підсилювача на напруги і знижене для вихідного каскаду. У цьому випадку, щоб уникнути виходу з ладу вихідних транзисторів і зниження навантаження передвихідних, необхідно використовувати захисні діоди. Розглянемо цей варіант з прикладу модифікації схеми на рис. 39. У разі підвищення вхідної напруги вище напруги живлення вихідних транзисторів відкриваються додаткові діоди VD 1, VD 2 (рис. 59), і зайвий струм бази транзисторів VT 1, VT 2 скидається на шини живлення кінцевих транзисторів.

Раніше з метою спрощення замість схеми зміщення в УМЗЧ використовувалося окреме джерело напруги. Багато з розглянутих схем, зокрема, вихідні каскади з паралельним повторювачем на вході, не потребують схем зсуву, що є їх додатковою перевагою. Тепер розглянемо типові схеми зміщення, які представлені на рис. 60 , 61 .

Генератори стабільного струму У сучасних УМЗЧ широко використовується ряд типових схем: диференціальний каскад (ДК), відбивач струму ("струмове дзеркало"), схема зсуву рівня, каскод (з послідовним і паралельним харчуванням, останній також називають "ламаним каскодом"), генератор стабільного струму (ГСТ) та інших. Їх правильне застосування дозволяє значно підвищити технічні характеристики УМЗЧ. Оцінку параметрів основних схем ГСТ (рис. 62 – 6 6) зробимо за допомогою моделювання. Виходитимемо з того, що ГСТ є навантаженням УН і включений паралельно ВК. Досліджуємо його властивості за допомогою методики, аналогічної до досліджень ВК.

Відбивачі струму

Розглянуті схеми ГСТ - це варіант динамічного навантаження для однотактного УН. В УМЗЧ з одним диференціальним каскадом (ДК) для організації зустрічного динамічного навантаження в УН використовують структуру "струмового дзеркала" або, як його ще називають, "відбивача струму" (ВІД). Ця структура УМЗЧ була характерною для підсилювачів Холтона, Хафлера та ін. Основні схеми відбивачів струму наведено на рис. 67 . Вони можуть бути як з одиничним коефіцієнтом передачі (точніше, близьким до 1), так і з більшим або меншим одиниці (масштабні відбивачі струму). В підсилювачі напруги струм ВІД знаходиться в межах 3...20 мА: Тому випробуваємо всі ВІД при струмі, наприклад, близько 10 мА за схемою рис. 68.

Результати випробувань наведено в табл. 3 .

Як приклад реального підсилювача пропонується схема підсилювача потужності S. BOCK, опублікована в журналі Радіомир, 2011 №1, с. 5 – 7; №2, с. 5 - 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

Метою автора було побудова підсилювача потужності, придатного як озвучування " простору " під час передничних заходів, так дискотек. Звичайно, хотілося, щоб він уміщався в корпусі порівняно невеликих габаритів та легко транспортувався. Ще одна вимога до нього – доступність комплектуючих. Прагнучи досягти якості Hi-Fi, я вибрав комплементарно-симетричну схему вихідного каскаду. Максимальну вихідну потужність підсилювача було встановлено на рівні 300 Вт (на навантаженні 4 Ом). При такій потужності вихідна напруга становить приблизно 35 В. Отже для УМЗЧ необхідно двополярна напруга живлення в межах 2x60 В. Схема підсилювача наведена на рис. 1 . УМЗЧ має асиметричний вхід. Вхідний каскад утворюють два диференціальні підсилювачі.

А. ПЕТРОВ, Радіомір, 201 1 , №№ 4 - 12