Façons d'améliorer le son des amplificateurs basse fréquence. Conception de circuit des étages de sortie des amplificateurs de puissance Inversion du circuit en P-N-P

Il y avait déjà des publications sur Habré sur les amplificateurs à tubes DIY, qui étaient très intéressantes à lire. Il ne fait aucun doute que leur son est merveilleux, mais pour un usage quotidien, il est plus facile d'utiliser un appareil à transistors. Les transistors sont plus pratiques car ils ne nécessitent pas de préchauffage avant de fonctionner et sont plus durables. Et tout le monde ne risquera pas de se lancer dans une saga de tubes avec des potentiels d'anode de 400 V, mais les transformateurs à transistors de quelques dizaines de volts sont beaucoup plus sûrs et tout simplement plus accessibles.

Comme circuit de reproduction, j'ai choisi un circuit de John Linsley Hood de 1969, en reprenant les paramètres de l'auteur basés sur l'impédance de mes enceintes 8 Ohm.

Le circuit classique d'un ingénieur britannique, publié il y a près de 50 ans, est toujours l'un des plus reproductibles et reçoit des critiques extrêmement positives. Il y a plusieurs explications à cela :
- le nombre minimum d'éléments simplifie l'installation. On pense également que plus la conception est simple, meilleur est le son ;
- malgré le fait qu'il y ait deux transistors de sortie, il n'est pas nécessaire de les trier en paires complémentaires ;
- une puissance de 10 watts est suffisante pour une habitation humaine ordinaire, et une sensibilité d'entrée de 0,5 à 1 volt s'accorde très bien avec la puissance de la plupart des cartes son ou lecteurs ;
- classe A - c'est aussi la classe A en Afrique, si l'on parle de bon son. La comparaison avec d'autres classes sera discutée ci-dessous.

Design d'intérieur

Un amplificateur commence par la puissance. Il est préférable de séparer deux canaux pour la stéréo en utilisant deux transformateurs différents, mais je me suis limité à un transformateur avec deux enroulements secondaires. Après ces enroulements, chaque canal existe de manière autonome, il ne faut donc pas oublier de multiplier par deux tout ce qui est mentionné ci-dessous. Sur une maquette, nous réalisons des ponts en utilisant des diodes Schottky pour le redresseur.

C'est possible avec des diodes ordinaires ou même des ponts prêts à l'emploi, mais elles doivent ensuite être contournées avec des condensateurs et la chute de tension à leurs bornes est plus importante. Après les ponts se trouvent des filtres CRC composés de deux condensateurs de 33 000 uF et d'une résistance de 0,75 Ohm entre eux. Si vous prenez une capacité et une résistance plus petites, le filtre CRC deviendra moins cher et chauffera moins, mais l'ondulation augmentera, ce qui n'est pas comme il faut. Ces paramètres, à mon humble avis, sont raisonnables du point de vue de l’effet prix. Une puissante résistance en ciment est nécessaire pour le filtre : à un courant de repos allant jusqu'à 2A, il dissipera 3 W de chaleur, il est donc préférable de le prendre avec une marge de 5 à 10 W. Pour les résistances restantes du circuit, 2 W de puissance suffiront amplement.

Passons ensuite à la carte amplificateur elle-même. Les magasins en ligne vendent de nombreux kits prêts à l'emploi, mais il n'y a pas moins de plaintes concernant la qualité des composants chinois ou les dispositions illettrées des cartes. Par conséquent, il est préférable de le faire vous-même, à votre propre discrétion. J'ai créé les deux canaux sur une seule planche à pain afin de pouvoir ensuite les attacher au bas du boîtier. Exécution avec des éléments de test :

Tout sauf les transistors de sortie Tr1/Tr2 se trouve sur la carte elle-même. Les transistors de sortie sont montés sur des radiateurs, nous en parlerons ci-dessous. Les remarques suivantes doivent être apportées au schéma de l’auteur tiré de l’article original :

Il n’est pas nécessaire que tout soit soudé en même temps. Il est préférable de configurer d'abord les résistances R1, R2 et R6 comme trimmers, de les dessouder après tous les réglages, de mesurer leur résistance et de souder les résistances constantes finales avec la même résistance. La configuration se résume aux opérations suivantes. Tout d’abord, en utilisant R6, il est réglé de telle sorte que la tension entre X et zéro soit exactement la moitié de la tension +V et zéro. Dans l'un des canaux, je n'avais pas assez de 100 kOhm, il vaut donc mieux prendre ces trimmers avec une réserve. Ensuite, en utilisant R1 et R2 (en conservant leur rapport approximatif !), le courant de repos est réglé - nous configurons le testeur pour qu'il mesure le courant continu et mesurons ce même courant au point d'entrée positif de l'alimentation. J'ai dû réduire considérablement la résistance des deux résistances pour obtenir le courant de repos requis. Le courant de repos d'un amplificateur en classe A est maximum et, en effet, en l'absence de signal d'entrée, la totalité est transformée en énergie thermique. Pour des haut-parleurs de 8 ohms, ce courant, selon la recommandation de l'auteur, devrait être de 1,2 A à une tension de 27 Volts, ce qui signifie 32,4 Watts de chaleur par canal. Étant donné que le réglage du courant peut prendre plusieurs minutes, les transistors de sortie doivent déjà se trouver sur des radiateurs de refroidissement, sinon ils surchaufferont et mourront rapidement. Parce qu'ils sont pour la plupart chauffés.

Il est possible que, à titre expérimental, vous souhaitiez comparer le son de différents transistors, afin de pouvoir également laisser la possibilité de les remplacer facilement. J'ai essayé 2N3906, KT361 et BC557C en entrée, il y avait une légère différence en faveur de ce dernier. Le week-end précédent, nous avons essayé les KT630, BD139 et KT801 et avons opté pour des produits importés. Bien que tous les transistors ci-dessus soient très bons, la différence peut être plutôt subjective. En sortie, j'ai immédiatement installé le 2N3055 (ST Microelectronics), car beaucoup de gens les aiment.

Lors du réglage et de la diminution de la résistance de l'amplificateur, la fréquence de coupure basse fréquence peut augmenter, donc pour le condensateur d'entrée, il est préférable d'utiliser non pas 0,5 µF, mais 1 ou même 2 µF dans un film polymère. Il existe encore un schéma russe d'un «amplificateur ultralinéaire de classe A» qui circule sur Internet, où ce condensateur est généralement proposé à 0,1 uF, ce qui comporte une coupure de toutes les basses à 90 Hz :

Ils écrivent que ce circuit n'est pas sujet à l'auto-excitation, mais juste au cas où, un circuit Zobel est placé entre le point X et la masse : R 10 Ohm + C 0,1 μF.
- des fusibles, ils peuvent et doivent être installés aussi bien sur le transformateur que sur l'entrée puissance du circuit.
- il serait très approprié d'utiliser de la pâte thermique pour un contact maximum entre le transistor et le dissipateur thermique.

Travail des métaux et menuiserie

Parlons maintenant de la partie traditionnellement la plus difficile du bricolage : le logement. Les dimensions du boîtier sont déterminées par les radiateurs, et en classe A elles doivent être grandes, rappelez-vous environ 30 watts de chaleur de chaque côté. Au début, j'ai sous-estimé cette puissance et j'ai fait un cas avec des radiateurs moyens de 800 cm² par canal. Cependant, avec le courant de repos réglé à 1,2 A, ils ont chauffé jusqu'à 100°C en seulement 5 minutes, et il est devenu évident qu'il fallait quelque chose de plus puissant. Autrement dit, vous devez soit installer des radiateurs plus grands, soit utiliser des refroidisseurs. Je ne voulais pas fabriquer de quadricoptère, j'ai donc acheté un HS 135-250 géant et beau avec une superficie de 2500 cm² pour chaque transistor. Comme l'a montré la pratique, cette mesure s'est avérée un peu excessive, mais désormais l'amplificateur peut être facilement touché avec les mains - la température n'est que de 40°C, même en mode repos. Percer des trous dans les radiateurs pour les supports et les transistors est devenu un peu un problème - les forets à métaux chinois initialement achetés étaient percés extrêmement lentement, chaque trou aurait pris au moins une demi-heure. Des forets au cobalt avec un angle d'affûtage de 135° d'un fabricant allemand bien connu sont venus à la rescousse - chaque trou est percé en quelques secondes !

J'ai fabriqué le corps lui-même en plexiglas. Nous commandons immédiatement des rectangles découpés chez les vitriers, faisons les trous nécessaires pour les fixations et les peignons au verso avec de la peinture noire.

Le plexiglas peint au verso est très beau. Il ne reste plus qu'à tout assembler et à profiter de la musique... ah oui, lors du montage final il est également important de bien répartir le sol pour minimiser le bruit de fond. Comme cela a été découvert des décennies avant nous, C3 doit être connecté à la masse du signal, c'est-à-dire au moins de l'entrée-entrée, et tous les autres moins peuvent être envoyés à "l'étoile" près des condensateurs du filtre. Si tout est fait correctement, vous ne pourrez entendre aucun arrière-plan, même si vous rapprochez votre oreille du haut-parleur au volume maximum. Une autre caractéristique « de masse » typique des cartes son qui ne sont pas isolées galvaniquement de l'ordinateur est l'interférence de la carte mère, qui peut passer par USB et RCA. À en juger par Internet, le problème se produit fréquemment : dans les haut-parleurs, vous pouvez entendre les sons du disque dur, de l'imprimante, de la souris et de l'alimentation de fond de l'unité centrale. Dans ce cas, le moyen le plus simple de rompre la boucle de masse est de recouvrir la connexion de masse sur la fiche de l'amplificateur avec du ruban isolant. Il n'y a rien à craindre ici, car... Il y aura une deuxième boucle de masse via l'ordinateur.

Je n'ai pas réglé le volume sur l'amplificateur, car je ne parvenais pas à obtenir d'ALPS de haute qualité et je n'aimais pas le bruissement des potentiomètres chinois. Au lieu de cela, une résistance ordinaire de 47 kOhm a été installée entre la masse et le signal d'entrée. De plus, le régulateur d'une carte son externe est toujours à portée de main et chaque programme dispose également d'un curseur. Seul le lecteur vinyle n'a pas de contrôle de volume, donc pour l'écouter j'ai fixé un potentiomètre externe au câble de liaison.

Je peux deviner ce conteneur en 5 secondes...

Enfin, vous pouvez commencer à écouter. La source sonore est Foobar2000 → ASIO → externe Asus Xonar U7. Haut-parleurs Microlab Pro3. Le principal avantage de ces haut-parleurs est un bloc séparé de son propre amplificateur sur la puce LM4766, qui peut être immédiatement retiré quelque part. Un amplificateur d'un mini-système Panasonic avec une fière inscription Hi-Fi ou un amplificateur du lecteur soviétique Vega-109 sonnait beaucoup plus intéressant avec cette acoustique. Les deux appareils ci-dessus fonctionnent en classe AB. JLH, présenté dans l'article, a battu tous les camarades mentionnés ci-dessus d'un guichet, selon les résultats d'un test à l'aveugle sur 3 personnes. Même si la différence était audible à l’oreille nue et sans aucun test, le son était nettement plus détaillé et transparent. Il est par exemple assez simple d'entendre la différence entre MP3 256kbps et FLAC. Avant, je pensais que l’effet sans perte ressemblait davantage à un placebo, mais maintenant mon opinion a changé. De même, il est devenu beaucoup plus agréable d'écouter des fichiers non compressés à cause de la guerre du volume - une plage dynamique inférieure à 5 dB n'est pas du tout de la glace. Linsley-Hood vaut l’investissement en temps et en argent, car un ampli de marque similaire coûtera beaucoup plus cher.

Coût des matériaux

Transformateur 2200 roubles.
Transistors de sortie (6 pièces avec réserve) 900 roubles.
Condensateurs de filtrage (4 pièces) 2700 frotter.
"Rassypukha" (résistances, petits condensateurs et transistors, diodes) ~ 2000 roubles.
Radiateurs 1800 frotter.
Plexiglas 650 frotter.
Peindre 250 frotter.
Connecteurs 600 frotter.
Planches, fils, soudure à l'argent, etc. ~1000 frotter.
TOTAL ~12100 frotter.

La plupart des amplificateurs audio à transistors modernes sont construits selon le schéma traditionnel : l'étage différentiel d'entrée est suivi d'un amplificateur de tension et d'un étage de sortie sans transformateur push-pull avec une alimentation CC série des transistors, une alimentation bipolaire et une connexion de charge directe sans condensateur de transition (Fig. 1).

À première vue, tout cela est traditionnel et bien connu. Cependant, chaque ampli sonne différemment. Quel est le problème? Mais tout dépend des solutions de circuits des cascades individuelles, de la qualité de la base élémentaire appliquée, du choix des modes des éléments actifs et des solutions de conception des appareils. Mais tout est en ordre.

Etage d'entrée

L’étape différentielle bien connue n’est en réalité pas aussi simple qu’il y paraît à première vue. Sa qualité détermine en grande partie les paramètres de l'amplificateur tels que le rapport signal/bruit et le taux d'augmentation de la tension de sortie, ainsi que la tension de décalage « zéro » et la stabilité en température de l'amplificateur.

D'où la première conclusion : le passage d'une connexion non inverseuse à une connexion inverseuse améliore significativement la qualité sonore de l'amplificateur. Il est assez simple de réaliser une telle transition en pratique dans un appareil fini. Pour ce faire, il suffit d'appliquer un signal des connecteurs d'entrée au condensateur C2, après l'avoir préalablement déconnecté du bus de potentiel zéro de l'amplificateur, et de retirer le condensateur C1.

La résistance d'entrée de l'amplificateur inverseur est presque égale à la résistance de la résistance R2. C'est bien inférieur à l'impédance d'entrée d'un amplificateur non inverseur, qui est déterminée par la résistance R1. Par conséquent, afin de maintenir la réponse en fréquence inchangée dans la région des basses fréquences, il est dans certains cas nécessaire d'augmenter la capacité du condensateur C2, qui doit être autant de fois supérieure à la capacité du condensateur C1 que la résistance de la résistance R1. est supérieure à la résistance de la résistance R2. De plus, pour conserver inchangé le gain de l'ensemble de l'appareil, vous devrez sélectionner la résistance R3 dans le circuit OOS, car le gain de l'amplificateur inverseur est K = R3/R2, et celui de l'amplificateur non inverseur est K = 1 + R3/R2. Dans ce cas, pour minimiser la tension de décalage zéro à la sortie, la résistance R1 doit être sélectionnée avec la même résistance que la résistance R3 nouvellement installée.

Si vous devez toujours maintenir la connexion non inverseuse du premier étage, tout en éliminant l'influence de la distorsion en mode commun, vous devez augmenter la résistance de sortie de la source de courant en remplaçant la résistance R7 dans les circuits émetteurs du étage différentiel avec une source de transistor de courant stable (Fig. 4). Si une telle source est déjà disponible dans l'amplificateur, sa résistance de sortie peut être augmentée en augmentant la valeur de la résistance R14 dans l'émetteur du transistor VT8. Dans le même temps, afin de maintenir un courant constant à travers ce transistor, il convient d'augmenter la tension de référence à sa base, par exemple en remplaçant la diode Zener VD1 par une autre avec une tension de stabilisation plus élevée.

Un moyen très efficace de réduire la distorsion de l'amplificateur consiste à utiliser des transistors du même type dans l'étage différentiel, présélectionnés pour le gain statique et la tension base-émetteur.

Cette méthode est inacceptable pour la production en série d'amplificateurs, mais convient parfaitement à la mise à niveau de copies uniques d'appareils finis. D'excellents résultats sont obtenus en installant un assemblage de deux transistors dans une cascade différentielle, réalisé en un seul processus technologique sur une puce et ayant donc des valeurs proches des paramètres ci-dessus.

La réduction de la distorsion est également facilitée par l'introduction d'un retour de courant négatif local dans le premier étage de l'amplificateur en installant des résistances d'une résistance allant jusqu'à 100 Ohms (R9, R10) dans les circuits émetteurs des transistors VT1, VT2. Dans ce cas, un ajustement de la résistance R3 dans le circuit OOS peut être nécessaire.

Bien entendu, cela n’épuise pas toutes les voies pour moderniser l’étage différentiel d’entrée. Il est également possible d'installer, au lieu d'un seul transistor, une source de courant à deux transistors avec des valeurs de résistance de sortie enregistrées, d'introduire ce que l'on appelle un miroir de courant dans les amplificateurs avec prise de signal asymétrique du premier étage à l'étage d'amplification de tension, de commuter sur chacun des transistors d'un circuit cascode, etc. Cependant, de telles modifications demandent beaucoup de travail et la conception de l'amplificateur ne permet pas toujours de les réaliser.

Étage de sortie

L'étage de sortie est la principale source de distorsion de tout amplificateur de puissance. Sa tâche est de générer un signal non déformé de l'amplitude requise dans la plage de fréquences de fonctionnement avec une charge à faible impédance.

Considérons une cascade traditionnelle utilisant des paires complémentaires de transistors bipolaires connectés selon un circuit émetteur-suiveur push-pull. Les transistors bipolaires ont une capacité à la jonction p-n émetteur-base, qui peut atteindre des dixièmes et des centièmes de microfarad. La taille de cette capacité affecte la fréquence de coupure des transistors. Lorsqu'un signal demi-onde positif est appliqué à l'entrée en cascade, le bras supérieur de la cascade push-pull (VT4, VT6) fonctionne. Le transistor VT4 est connecté selon un circuit collecteur commun et a une faible résistance de sortie, de sorte que le courant qui le traverse charge rapidement la capacité d'entrée du transistor VT6 et l'ouvre. Après avoir changé la polarité de la tension d'entrée, le bras inférieur de l'étage de sortie est activé et le bras supérieur est éteint. Le transistor VT6 se ferme. Mais pour désactiver complètement le transistor, il est nécessaire de décharger sa capacité d'entrée. Il se décharge principalement via les résistances R5 et R6, et relativement lentement. Au moment où le bras inférieur de l'étage de sortie est activé, cette capacité n'a pas le temps de se décharger complètement, donc le transistor VT6 ne se ferme pas complètement et le courant de collecteur du transistor VT6, en plus du sien, traverse le transistor VT7. En conséquence, en raison de l'apparition d'un courant traversant à des fréquences élevées et à des vitesses de commutation élevées, non seulement la puissance dissipée par les transistors augmente et le rendement diminue, mais la distorsion du signal augmente également. Le moyen le plus simple d'éliminer l'inconvénient décrit consiste à réduire la résistance des résistances R5 et R6. Cependant, cela augmente la puissance dissipée par les transistors VT4 et VT5. Un moyen plus rationnel de réduire la distorsion consiste à modifier le circuit de l'étage de sortie de l'amplificateur de manière à forcer la résorption de l'excès de charge (Fig. 5). Ceci peut être réalisé en connectant la résistance R5 à l'émetteur du transistor VT5.

Dans le cas d'une résistance de sortie élevée de l'étage pré-terminal, une charge excessive peut s'accumuler sur les bases des transistors VT4 et VT5. Pour éliminer ce phénomène, il est nécessaire de connecter les bases de ces transistors au point de potentiel zéro de l'amplificateur via des résistances R11 et R12 de 10...24 kOhm.

Les mesures décrites sont assez efficaces. Par rapport à une connexion typique, le taux de diminution du courant du collecteur dans l'étage de sortie après les modifications décrites est environ quatre fois plus élevé et la distorsion à une fréquence de 20 kHz est environ trois fois moindre.

Du point de vue des distorsions introduites, la fréquence de coupure limite des transistors utilisés, ainsi que la dépendance de leur gain de courant statique et de leur fréquence de coupure par rapport au courant d'émetteur, sont très importantes. Par conséquent, une amélioration supplémentaire de la qualité des performances des amplificateurs dotés d'un étage de sortie basé sur des transistors bipolaires peut être obtenue en remplaçant les transistors de sortie par des transistors à plus haute fréquence avec une moindre dépendance du gain sur le courant de l'émetteur. Comme tels transistors, nous pouvons recommander les paires complémentaires 2SA1302 et 2SC3281 ; 2SA1215 et 2SC2921 ; 2SA1216 et 2SC2922. Tous les transistors sont fabriqués par Toshiba dans des boîtiers TO-247.

Dans une large mesure, la qualité sonore d'un amplificateur est influencée par sa capacité à fonctionner avec une charge à faible impédance, c'est-à-dire fournir le courant de signal maximum à la charge sans distorsion.

On sait que tout système acoustique (en abrégé AC) est caractérisé par un module de résistance complexe de sortie Z. Généralement, la valeur de cette résistance est indiquée dans les passeports des enceintes série à usage domestique et est de 4 ou 8 Ohms. Cependant, cela n'est vrai qu'à une seule fréquence, généralement 1 kHz. Dans la plage des fréquences de fonctionnement, le module de la résistance complexe change plusieurs fois et peut diminuer jusqu'à 1...2 Ohms. En d’autres termes, pour les signaux pulsés non périodiques à large spectre, tels qu’un signal musical, le haut-parleur présente une charge à faible impédance pour l’amplificateur que de nombreux amplificateurs commerciaux ne peuvent tout simplement pas gérer.

Par conséquent, le moyen le plus efficace d'améliorer les indicateurs de qualité de l'étage de sortie lorsque l'on travaille avec une charge complexe réelle consiste à augmenter le nombre de transistors dans les bras d'un amplificateur push-pull. Cela permet non seulement d'augmenter la fiabilité de l'amplificateur, puisque la zone de fonctionnement sûr de chaque transistor s'étend, mais surtout de réduire la distorsion due à la redistribution des courants de collecteur entre les transistors. Dans ce cas, la plage de variation du courant du collecteur et, par conséquent, le gain est rétrécie, ce qui conduit à une diminution de la distorsion sur une charge à faible impédance, bien entendu, sous réserve de certaines exigences relatives à la source d'alimentation.

Une manière tout à fait radicale d'améliorer radicalement le son d'un amplificateur consiste à remplacer les transistors bipolaires de l'étage de sortie par des transistors à effet de champ à grille isolée (MOSFET).

Comparés aux MOSFET bipolaires, ils se distinguent par une meilleure linéarité des caractéristiques de passage et une vitesse de fonctionnement nettement plus élevée, c'est-à-dire meilleures propriétés de fréquence. Ces caractéristiques des transistors à effet de champ, lorsqu'elles sont utilisées, permettent par des moyens relativement simples d'amener les paramètres et la qualité sonore de l'amplificateur amélioré au plus haut niveau, ce qui a été confirmé à plusieurs reprises dans la pratique. L'amélioration de la linéarité de l'étage de sortie est également facilitée par une caractéristique des transistors à effet de champ telle qu'une résistance d'entrée élevée, qui permet de se passer d'un étage pré-final, généralement réalisé à l'aide d'un circuit Darlington, et de réduire encore la distorsion en raccourcir le chemin du signal.

L'absence du phénomène de claquage thermique secondaire dans les transistors à effet de champ élargit le domaine de fonctionnement sûr de l'étage de sortie et permet ainsi d'augmenter la fiabilité de l'amplificateur dans son ensemble, et aussi, dans certains cas, de simplifier les circuits de stabilisation de la température du courant de repos.

Et une dernière chose. Pour augmenter la fiabilité de l'amplificateur, il ne serait pas superflu d'installer des diodes Zener de protection VD3, VD4 avec une tension de stabilisation de 10...15 V dans le circuit de grille du transistor. Ces diodes Zener protégeront la grille des claquages, dont la tension de claquage inverse ne dépasse généralement pas 20 V.

Lors de l'analyse des circuits permettant de régler la polarisation initiale de l'étage de sortie de n'importe quel amplificateur, vous devez faire attention à deux points.

Le premier point est lié au courant de repos initial défini. De nombreux fabricants étrangers le fixent entre 20...30 mA, ce qui n'est clairement pas suffisant du point de vue d'un son de haute qualité à faible volume. Bien qu'il n'y ait pas de distorsions « échelonnées » visibles dans le signal de sortie, un courant de repos insuffisant entraîne une détérioration des propriétés de fréquence des transistors et, par conséquent, un son « sale » inintelligible à faible volume et un « flou ». » de petits détails. La valeur optimale du courant de repos doit être considérée comme comprise entre 50 et 100 mA. Si l'amplificateur possède plusieurs transistors dans le bras, alors cette valeur s'applique à chaque transistor. Dans la grande majorité des cas, la surface des radiateurs de l'amplificateur permet une évacuation à long terme de la chaleur des transistors de sortie à la valeur de courant de repos recommandée.

Le deuxième point très important est que le transistor haute fréquence, souvent utilisé dans le schéma classique d'installation et de stabilisation thermique du courant de repos, est excité à hautes fréquences et son excitation est très difficile à détecter. Il est donc conseillé d'utiliser plutôt un transistor basse fréquence avec F T. Dans tous les cas, le remplacement de ce transistor par un transistor basse fréquence garantit contre les problèmes. L'inclusion d'un condensateur C4 d'une capacité allant jusqu'à 0,1 F entre le collecteur et la base permet également d'éliminer les changements de tension dynamiques.

Correction de fréquence des amplificateurs de puissance

La condition la plus importante pour garantir une reproduction sonore de haute qualité est de réduire au minimum possible la distorsion dynamique de l'amplificateur à transistor. Dans les amplificateurs à rétroaction profonde, cela peut être obtenu en accordant une attention particulière à la correction de fréquence. Comme on le sait, un signal audio réel est de nature pulsée. Par conséquent, une idée suffisante, à des fins pratiques, sur les propriétés dynamiques d'un amplificateur peut être obtenue à partir de sa réponse à un saut de tension d'entrée, qui, à son tour, dépend du transitoire. réponse. Cette dernière peut être décrite à l’aide du coefficient d’atténuation. Les caractéristiques transitoires des amplificateurs pour différentes valeurs de ce coefficient sont présentées sur la Fig. 7.

Sur la base de l'ampleur de la première surtension de la tension de sortie U out = f(t), on peut tirer une conclusion sans ambiguïté sur la stabilité relative de l'amplificateur. Comme le montrent les chiffres présentés. 7 caractéristiques, cette surtension est maximale aux faibles coefficients d'atténuation. Un tel amplificateur a une petite marge de stabilité et, toutes choses égales par ailleurs, présente d'importantes distorsions dynamiques, qui se manifestent sous la forme d'un son « sale », « opaque », en particulier dans les hautes fréquences de la plage sonore audible.

Du point de vue de la minimisation de la distorsion dynamique, l'amplificateur le plus performant est celui à réponse transitoire apériodique (coefficient d'atténuation inférieur à 1). Cependant, il est techniquement très difficile de mettre en œuvre un tel amplificateur dans la pratique. Par conséquent, la plupart des fabricants font un compromis en proposant un coefficient d’atténuation plus faible.

En pratique, l'optimisation de la correction de fréquence s'effectue de la manière suivante. En appliquant un signal carré d'une fréquence de 1 kHz du générateur d'impulsions à l'entrée de l'amplificateur et en observant le processus transitoire à la sortie à l'aide d'un oscilloscope, en sélectionnant la capacité du condensateur de correction pour obtenir une forme du signal de sortie qui est le plus proche du rectangulaire.

Effet de la conception de l'amplificateur sur la qualité sonore

Malheureusement, dans les amplificateurs bien conçus, dotés de circuits et de modes de fonctionnement des éléments actifs soigneusement conçus, les problèmes de conception ne sont pas toujours pris en compte. Cela conduit au fait que la distorsion du signal provoquée par les interférences de l'installation entre les courants de l'étage de sortie et les circuits d'entrée de l'amplificateur contribue de manière notable au niveau global de distorsion de l'ensemble de l'appareil. Le danger de telles interférences réside dans le fait que les formes des courants traversant les circuits de puissance des bras d'un étage de sortie push-pull fonctionnant en mode classe AB sont très différentes des formes des courants dans la charge.

La deuxième raison de conception pour l'augmentation de la distorsion de l'amplificateur est le mauvais acheminement des bus de masse sur la carte de circuit imprimé. En raison de la section transversale insuffisante sur les bus, une chute de tension notable se produit, créée par les courants dans les circuits de puissance de l'étage de sortie. En conséquence, les potentiels de masse de l’étage d’entrée et les potentiels de masse de l’étage de sortie deviennent différents. Il se produit ce que l'on appelle une distorsion du « potentiel de référence » de l'amplificateur. Cette différence de potentiel en constante évolution s'ajoute à la tension du signal souhaité à l'entrée et est amplifiée par les étages suivants de l'amplificateur, ce qui équivaut à la présence d'interférences et conduit à une augmentation des distorsions harmoniques et d'intermodulation.

Pour lutter contre de telles interférences dans l'amplificateur fini, il est nécessaire de connecter les bus à potentiel nul de l'étage d'entrée, le potentiel de charge nul et le potentiel zéro de l'alimentation en un point (étoile) avec des fils d'une section suffisamment grande . Mais le moyen le plus radical d'éliminer la distorsion du potentiel de référence consiste à isoler galvaniquement le fil commun de l'étage d'entrée de l'amplificateur d'un puissant bus d'alimentation. Cette solution est possible dans un amplificateur doté d'un étage d'entrée différentiel. Seules les bornes des résistances R1 et R2 sont connectées au fil commun de la source de signal (à gauche dans le schéma de la figure. Tous les autres conducteurs connectés au fil commun sont connectés au bus d'alimentation puissant, à droite dans Cependant, dans ce cas, l'arrêt, pour une raison quelconque, de la source de signal peut entraîner une panne de l'amplificateur, car le bus "masse" gauche n'est connecté à rien et l'état de l'étage de sortie devient imprévisible. situation d'urgence, les deux bus "terre" sont reliés entre eux par la résistance R4. Sa résistance ne doit pas dépasser très faible pour que les interférences d'un bus d'alimentation puissant ne puissent pas atteindre l'entrée de l'amplificateur, et en même temps pas trop grande pour ne pas affectent la profondeur du feedback. En pratique, la résistance de la résistance R4 est d’environ 10 Ohms.

Consommation d'énergie de l'alimentation électrique

Dans la grande majorité des amplificateurs industriels, la capacité des condensateurs de stockage (filtrage) de l'alimentation est clairement insuffisante, ce qui s'explique uniquement par des raisons économiques, car les condensateurs électriques de grandes valeurs (à partir de 10 000 μF ou plus) ne sont clairement pas les composants les moins chers. Une capacité insuffisante des condensateurs de filtrage entraîne une dynamique « comprimée » de l'amplificateur et une augmentation du niveau de fond, c'est-à-dire à la détérioration de la qualité sonore. L'expérience pratique de l'auteur dans le domaine de la mise à niveau d'un grand nombre d'amplificateurs différents indique que le « vrai son » commence par une intensité énergétique d'alimentation d'au moins 75 J par canal. Pour garantir une telle intensité énergétique, une capacité totale des condensateurs de filtrage d'au moins 45 000 μF est requise à une tension d'alimentation de 40 V par bras (E = CU 2 /2).

Qualité de la base des éléments

La qualité de la base des éléments, principalement des composants passifs, c'est-à-dire, joue un rôle non négligeable dans la garantie d'une qualité sonore élevée des amplificateurs. résistances et condensateurs, ainsi que fils d'installation.

Et si la plupart des fabricants utilisent dans leurs produits des résistances permanentes en carbone et à film métallique d'assez bonne qualité, on ne peut pas en dire autant des condensateurs permanents. Le désir d’économiser sur les coûts des produits conduit souvent à des résultats désastreux. Dans les circuits où il est nécessaire d'utiliser des condensateurs à film de polystyrène ou de polypropylène de haute qualité avec de faibles pertes diélectriques et un faible coefficient d'absorption diélectrique, des condensateurs à penny oxyde ou, mieux encore, des condensateurs avec un diélectrique en film Mylar (polyéthylène téréphtalate) sont souvent utilisés. installée. Pour cette raison, même les amplificateurs bien conçus semblent « inintelligibles » et « boueux ». Lors de la lecture de fragments musicaux, il n'y a pas de détails sonores, l'équilibre tonal est perturbé et il y a clairement un manque de vitesse, qui se manifeste par une attaque lente du son des instruments de musique. D’autres aspects du son en souffrent également. Dans l'ensemble, le son laisse beaucoup à désirer.

Par conséquent, lors de la mise à niveau de dispositifs d'amplification de très haute qualité, il est nécessaire de remplacer tous les condensateurs de mauvaise qualité. De bons résultats sont obtenus en utilisant des condensateurs de Siemens, Philips et Wima. Lors du réglage fin d'appareils haut de gamme coûteux, il est préférable d'utiliser des condensateurs de la société américaine Reelcup, types PPFX, PPFX-S, RTX (les types sont répertoriés par ordre croissant de coût).

Enfin et surtout, vous devez faire attention à la qualité des diodes de redressement et des fils de montage.

Les diodes de redressement et les ponts redresseurs puissants, largement utilisés dans les alimentations d'amplificateurs, ont de faibles performances en raison de l'effet de résorption des porteurs de charge minoritaires dans la jonction pn. En conséquence, lors du changement de polarité de la tension alternative fournie au redresseur, les diodes à l'état ouvert se ferment avec un certain retard, ce qui entraîne à son tour l'apparition d'un puissant bruit d'impulsion. Les interférences pénètrent à travers les circuits d'alimentation jusqu'au chemin audio et dégradent la qualité du son. Pour lutter contre ce phénomène, il est nécessaire d'utiliser des diodes pulsées à grande vitesse, et mieux encore, des diodes Schottky, dans lesquelles l'effet de résorption des porteurs de charge minoritaires est absent. Parmi celles disponibles, nous pouvons recommander les diodes d'International Rectifier. En ce qui concerne les fils d'installation, il est préférable de remplacer les fils d'installation conventionnels existants par des câbles en cuivre sans oxygène de gros calibre. Tout d'abord, vous devez remplacer les fils qui transmettent le signal amplifié aux bornes de sortie de l'amplificateur, les fils des circuits de puissance et, si nécessaire, le câblage des prises d'entrée à l'entrée du premier étage de l'amplificateur.

Il est difficile de donner des recommandations précises sur les marques de câbles. Tout dépend des goûts et des capacités financières du propriétaire de l'amplificateur. Parmi les câbles connus et disponibles sur notre marché, nous pouvons vous recommander les câbles de Kimber Kable, XLO, Audioquest.

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Comparaison des tailles des cristaux de transistor 2n3055 originaux (grands) et contrefaits (petits)

Carte commune pour deux canaux d'amplificateur JLH2005 et deux cartes de canaux de régulateur de tension

Test de l'amplificateur JLH1969 à partir d'une alimentation à découpage

Test de l'amplificateur JLH1969 à partir d'une alimentation analogique avec un transformateur de 120 W

Sélection de transistors pour l'amplificateur JLH

Transistors de sortie

• Les anciennes copies réalisées à l'aide de la technologie mesa-planaire (2N3055), qui a été remplacée par la technologie épitaxiale-palaire moderne (MJE3055) - sont des transistors très musicaux.
• Malgré la réponse en fréquence, le son du 2n3055 est plus fort et plus transparent, mais le son du 2sc3281 est plus étouffé et semblable à un tube, ou quelque chose du genre. Apparemment, la répartition des harmoniques affecte
• Le meilleur et le plus stable de cette unité s'est avéré être MJ15024, MJ15003, 2N2773. Le BAT des transistors de l'étage de sortie sous une charge de 4 Ohm doit être d'au moins 120.
• Super transistors - MJ15026, 15027 pour 27 $ un, aux États-Unis 7 $.

Eh bien, le clone Motorola 2SC3281 est MJL3281A, il détient généralement un record en termes de linéarité Kus. Presque une "étagère" droite, et la baisse du bêta commence à partir de 5-6 Ampères !!! En termes de son, les leaders sont le MJL3281A (NPN) et le MJL1302A (PNP), les transistors bipolaires puissants les plus intégralement linéaires pour AF.

Un très bon résultat est obtenu par connexion parallèle en sortie de 2 3 transistors de moyenne puissance 2sc5707, présélectionnés par betta (ils en ont un très élevé - jusqu'à 560). Nous soudons 2-3 transistors sur une plaque de cuivre commune, puis le fixons au radiateur à travers un joint, il est préférable de souder avec de la soudure à faible point de fusion pos-61.

En plastique (TO-247), vous pouvez installer MJE21193, 2CS5200, KT8101 (par ordre de détérioration de la qualité) ; En métal (TO-3) vous pouvez utiliser MJ15003, MJ15024, 2N3055, KT819VM, GM (dans le même ordre) ; Parmi les nôtres - KT908, KT903, KT808, KT805, KT803 (KT908 est au-dessus de tous les autres de la tête et des épaules, ils sont les meilleurs parmi les nationaux).

N'utilisez pas de MJL21294, ces transistors ne sont pas destinés à cet amplificateur. Surtout avec une charge de 4 ohms. C’est là qu’ils appartiennent aux répéteurs monocycles ou aux amplificateurs à transistors composites d’Igor Semynin. Dans un amplificateur selon le circuit JLH, plus la tension des transistors de sortie et du transistor de pré-sortie est élevée, mieux c'est. MJL-21194 est maintenant le meilleur pour le son mais pas pour Hood, JLH peut utiliser MJ15003, mais leur corps est inconfortable, comme 2N3055

J'ai regardé les caractéristiques de l'appareil sur cet ensemble de transistors : Sortie haute fréquence 2sc5200 + étage driver à VS550bp, transistor d'entrée bc109b. La distorsion s'est avérée être de 0,02...0,03 % avec un excellent méandre. Dans les mêmes conditions, les motorolas basse fréquence avec un faible bêta donnent une distorsion de 0,08 à 0,1 % avec un front de méandre fortement bloqué.

La sortie doit nécessairement être corrigée de l'excitation en installant des condensateurs entre la base et le collecteur du transistor pilote de l'ordre de 10-15 pF et un condensateur d'une capacité de 22-60 pF en parallèle avec la résistance OOS R5 2,7 kOhm. Si le condensateur OOS a une valeur nominale de 470-680 μF, alors le diviseur OOS 2,7 kOhm/240 Ohm est mieux réduit à 1,2 kOhm/120 Ohm, ce qui donnera moins de distorsion et une plus grande stabilité.

Les transistors modernes sont inférieurs aux transistors vintage en termes de qualité de reproduction des basses. Je trouve que le 2SA1943, 2SC5200 offre un meilleur son que le MJ15003, 15004 ou MJ15024, 25.

Le MJL21194 combine les avantages : un boîtier plat et facile à installer et une bande étroite de 4-6,5 MHz. Certes, ils ont deux « inconvénients » : un coût élevé et un faible gain. Il n'est pas recommandé d'installer des transistors modernes puissants avec ft>30 MHz - cela excitera. Les anciens transistors basse fréquence se comportent mieux que les nouveaux transistors haute fréquence. En ce sens, cela vaut la peine d'essayer nos Kt805-Kt819

Pour les transistors de la série : MJ, MJL, MJW - 21193, 21194, 21195, 21196... la métallisation du cuivre est utilisée sur la surface du cristal pour former la borne de base, qui égalise la température de la surface du cristal, améliore le courant distribution sur la zone cristalline et élargit l'OBR, en particulier dans la plage haute tension.

Transistor pilote

J'ai essayé beaucoup de transistors dans le driver, le 2sc2240 a montré les meilleurs résultats, ce qui est naturel car il contient 300 à 700 batteries, avec une excellente linéarité du courant de collecteur dans la plage de 1,0 à 50 mA et une petite capacité de 3 pF, collez-y une plaque de cuivre et vous obtenez un excellent pilote de puissance moyenne = Ibuki

Si vous avez des transistors de sortie avec un gros betta, alors le courant du transistor pilote n'est pas très important, 15-25 mA, il n'est donc pas nécessaire d'y mettre un stupide transistor cheval. Parmi les soviétiques, le KT602B n'est pas mauvais, mais il doit être sélectionné avec bêta à un courant de 20-30 mA d'au moins 200.

Le transistor de pré-sortie de faible puissance montre de bien meilleurs résultats en termes de qualité de méandre et de distorsion que le BD139 et les mêmes « moyenne puissance » en raison de caractéristiques plus linéaires à des courants de 10-30 mA, d'un h21e élevé et de petites capacités interélectrodes. . L'amélioration de la qualité dans le cadre du programme classique de 1969 est particulièrement bonne.

La meilleure cascade de pilotes est : 2sc5706, 2 sc5707 avec bêta 300-400, pire que 2sc2120 (ceux-ci doivent être collés au radiateur), encore pire que 2sc5171, bd139. Essayez-le 2sc5707 pour une version puissante de l'amplificateur, deux en parallèle (à mon humble avis, le meilleur pour ce circuit), vous avez juste besoin d'une installation compétente, telle que des appareils RF et une correction. Vous devez assembler une planche à pain JLH, laisser le transistor T2 sans dissipateur thermique, mesurer le courant de l'étage de sortie après un certain temps, puis chauffer le transistor T2 avec un fer à souder et le mesurer à nouveau.

En tant que pilote, il existe un super transistor délicat avec un bêta inférieur à 1000 2sd2165.

Au lieu d'un transistor bipolaire, vous pouvez essayer d'installer un mosfet avec une petite capacité d'entrée (par exemple, irf510) dans le circuit. Désormais, la tension au collecteur du premier transistor est inférieure à 2 V, mais avec un mosfet elle sera supérieure à 5 V, ce qui réduira la distorsion. De plus - le gain du premier transistor augmentera en raison de la résistance d'entrée plus élevée du mosfet, n'oubliez pas de mettre une résistance d'une valeur nominale d'environ 150 Ohms dans la porte de champ

Transistor d'entrée

Le transistor d'entrée doit avoir un faible courant de collecteur inverse, un bêta élevé et un faible bruit, ce qui lui permet de fonctionner avec un faible courant de collecteur de 100 à 300 µA. Dans la première étape, les transistors de faible puissance avec une capacité de collecteur inférieure à 30 pF et un bêta supérieur à 250 ont bien fonctionné. Le premier transistor a un petit courant de repos de 0,3 mA ; il devrait y avoir un transistor avec un bêta de 500. -700 types bc560c, 2sa970.

Retourner le diagramme pourP-N-P.

Plusieurs fois, tant sur nos forums que sur des ressources étrangères, je suis tombé sur l'affirmation selon laquelle un amplificateur basé sur le circuit JLH avec des transistors de sortie de structure P-N-P sonne bien mieux qu'avec n-p-n. En outre, certains gourous locaux ont été aperçus faisant brièvement l'éloge des transistors de sortie PNP et bien plus encore. Il n'y a pas longtemps, sur les forums, j'ai commencé à poser des questions à ce sujet et j'ai contacté des géants comme A. Nikitin, Lynx et Alex. Mais je n’ai pas reçu de réponses claires, comme « devinez-le vous-même » ou « tout le monde le sait déjà », quelque chose comme ça. Les camarades étrangers se sont avérés plus simples, mais ils n'ont pas pris la peine de justifier le fait - ils l'ont simplement pris et l'ont retourné, et cela s'est avéré meilleur et c'est tout !

De nombreux étrangers sur les forums rapportent qu'avec les transistors PNP, le son de sortie est bien meilleur. Il est tout à fait possible d'essayer de mettre les conducteurs NPN MJ15003 NPN préférés de presque tout le monde en sortie et de les comparer avec 15024. Ensuite, inversez l'alimentation et mettez le PNP MJ21193 en sortie, et le MAT-12 de l'assemblage AD en entrée, la moitié pour chaque canal. . Ou réaliser à grande échelle

Un haut-parleur converti de type S-90 est resté longtemps inutilisé à la maison. J’envisageais depuis longtemps de lui fabriquer un puissant amplificateur à transistors, mais je n’avais tout simplement pas le temps de l’assembler. J'ai donc décidé de ne pas me tourmenter avec les transistors et de monter une sortie de type monophonique tout aussi bonne (puisqu'il n'y avait qu'un seul haut-parleur) sur une base moderne. Mon choix parmi de nombreuses puces électroniques s'est porté sur le célèbre TDA7294. Pourquoi l'as-tu choisie ? Un prix insignifiant, compte tenu de la puissance de sortie du microcircuit, de très bons paramètres sonores, d'une puissance de sortie élevée, d'un circuit de commutation simple, d'un potentiel de basses élevé et bien plus encore.

J'ai particulièrement apprécié le fait que cet amplificateur se sent bien à plein volume lorsqu'il est alimenté à 30 volts. Mais si nécessaire, l'alimentation peut être fournie jusqu'à 36 volts, j'en ai même fourni 40 et je n'ai observé aucune distorsion à plein volume. Mais cela n’en vaut pas la peine, on ne sait jamais. La puissance à long terme du microcircuit est de 70 watts purs.

Le cas est un autoradio. Retirez-en au préalable tout l'intérieur, ne laissant que la douille.

Au début, j'allais l'assembler selon le circuit Chavilcha avec des transistors de sortie, mais je n'ai pas osé, car les critiques de ceux qui l'ont collecté étaient alarmantes. À cet égard, le microcircuit fonctionne comme un préamplificateur et la charge principale repose sur les puissants transistors de sortie. Si quelqu'un veut essayer cette option, je poste le schéma, mais je ne le recommande pas, car bien qu'il ait une puissance d'environ 130 watts, à volume élevé, le son devient méconnaissable.

Le transformateur provenait d'un téléviseur n/b d'une puissance de 200 watts, bien qu'une puissance comprise entre 150 et 300 watts suffise. Bien sûr, il est possible de faire plus, mais cela ne sert à rien, car l'amplificateur ne consomme pas plus de 100 à 120 watts en consommation maximale. Le transformateur est à modifier légèrement car nous avons besoin de +/- 30 volts de puissance, donc 15 volts par bras. Si vous possédez un transformateur provenant d'un téléviseur, il y a des enroulements de 12 volts sur chaque bobine et vous n'avez plus besoin d'enrouler le transformateur vous-même. Si vous n'avez pas de chance et que le transformateur n'est pas le même, vous devrez enrouler le secondaire. Pour ce faire, nous démontons le transformateur, en retirant le matériel et tous les enroulements secondaires, ne laissant que l'enroulement secteur. Ensuite, nous prenons un fil d'un diamètre de 1 mm et l'enroulons sur 50 tours, puis faisons un taraud et l'enroulons encore davantage. Après le bobinage, nous remontons le transformateur.

Nous fabriquons un pont de diodes à partir de diodes de type KD2010 avec n'importe quelle lettre, l'essentiel est que les diodes détiennent un courant d'au moins 5 ampères. Nous réglons les condensateurs du filtre à 35, 40 ou 50 volts. Microfarads plus grands, à partir d’au moins 4 700 microfarads. Pour un meilleur filtrage, nous connectons des condensateurs non polaires de 0,1 microfarad en parallèle aux condensateurs. Ensuite, nous assemblons l'amplificateur de puissance lui-même selon le schéma de circuit. Le condensateur d'entrée n'est pas critique, mais vous pouvez faire une sélection pour obtenir le meilleur son. Après assemblage, j'ai vissé la puce d'amplificateur sans radiateur sur le lecteur de cassettes et complété le produit avec un ventilateur provenant d'une alimentation d'ordinateur.

L'alimentation est assemblée séparément et est connectée via une fiche à trois broches à un amplificateur commun. Le contrôle du son est situé à l'arrière du boîtier, et le contrôle électronique sur le panneau ne joue aucun rôle, il complète simplement le design de l'amplificateur de sortie. Si vous êtes fan de musique forte, cela vaut la peine d'assembler une version pontée de deux puces TDA7294, cela peut obtenir jusqu'à 180 watts de puissance pure. Mais bien entendu, cette option fonctionne également en mode mono, puisque la puissance totale des deux microcircuits est ici utilisée.

Lors de l'assemblage d'une version pont de l'amplificateur, gardez à l'esprit que la charge de sortie de chaque microcircuit est de 4 ohms, c'est-à-dire que vous aurez besoin d'une tête dynamique avec une résistance de 8 ohms, et elles ne sont pas très faciles à trouver. Certes, pour obtenir une charge de 8 ohms, vous pouvez connecter deux enceintes de 4 ohms en série.

Si vous souhaitez assembler une version stéréo sur deux microcircuits, mon conseil personnel est d'obtenir une qualité sonore supérieure, d'alimenter les microcircuits à partir de sources de courant distinctes, c'est-à-dire de prendre un transformateur d'une puissance de 200 à 300 watts et pour chaque amplificateur d'enrouler son propre enroulement indépendant, alimentez-le avec des ponts de diodes séparés et un bloc de filtre à condensateur, et s'il y a des gens extrêmes qui décident encore de compléter l'amplificateur avec des transistors de sortie selon le circuit Chavilch, installez alors un circuit à transistors supplémentaire entre les transistors et le microcircuit - cela augmentera la fiabilité et la stabilité de l'amplificateur de sortie. J'ai envoyé l'article - AKA.

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Étages de sortie basés sur "deux"

Comme source de signal, nous utiliserons un générateur de courant alternatif avec une résistance de sortie réglable (de 100 Ohms à 10,1 kOhms) par pas de 2 kOhms (Fig. 3). Ainsi, lors du test du VC à la résistance de sortie maximale du générateur (10,1 kOhm), nous rapprocherons dans une certaine mesure le mode de fonctionnement du VC testé d'un circuit avec une boucle de rétroaction ouverte, et dans un autre (100 Ohm) - à un circuit avec une boucle de rétroaction fermée.

Les principaux types de transistors bipolaires composites (BT) sont présentés sur la figure. 4. Le plus souvent en VC, un transistor Darlington composite est utilisé (Fig. 4a) basé sur deux transistors de même conductivité (Darlington « double »), moins souvent - un transistor Szyklai composite (Fig. 4b) de deux transistors de différentes conductivité avec un OS courant négatif, et encore moins souvent - un transistor composite Bryston (Bryston, Fig. 4 c).
Le transistor "diamant", un type de transistor composé de Sziklai, est représenté sur la Fig. 4 g Contrairement au transistor Szyklai, dans ce transistor, grâce au "miroir de courant", le courant de collecteur des deux transistors VT 2 et VT 3 est presque le même. Parfois, le transistor Shiklai est utilisé avec un coefficient de transmission supérieur à 1 (Fig. 4 d). Dans ce cas, K P = 1+ R 2/ R 1. Des circuits similaires peuvent être obtenus en utilisant des transistors à effet de champ (FET).

1.1. Étages de sortie basés sur "deux". "Deuka" est un étage de sortie push-pull avec des transistors connectés selon un circuit Darlington, Szyklai ou une combinaison de ceux-ci (étage quasi complémentaire, Bryston, etc.). Un étage de sortie push-pull typique basé sur un Darlington Deuce est illustré à la Fig. 5. Si les résistances d'émetteur R3, R4 (Fig. 10) des transistors d'entrée VT 1, VT 2 sont connectées à des bus de puissance opposés, alors ces transistors fonctionneront sans coupure de courant, c'est-à-dire en mode classe A.

Voyons quel appariement les transistors de sortie donneront pour les deux "Darlingt she" (Fig. 13).

En figue. La figure 15 montre un circuit VK utilisé dans l'un des amplificateurs professionnels et onaux.

Le schéma Siklai est moins populaire en VK (Fig. 18). Aux premiers stades du développement de la conception des circuits pour les transistors UMZCH, les étages de sortie quasi complémentaires étaient populaires, lorsque le bras supérieur était réalisé selon le circuit Darlington et le bras inférieur selon le circuit Sziklai. Cependant, dans la version originale, l'impédance d'entrée des bras VC est asymétrique, ce qui entraîne une distorsion supplémentaire. Une version modifiée d'un tel VC avec une diode Baxandall, qui utilise la jonction base-émetteur du transistor VT 3, est illustrée à la Fig. 20.

En plus des « deux » considérés, il existe une modification du Bryston VC, dans laquelle les transistors d'entrée contrôlent les transistors d'une conductivité avec le courant de l'émetteur, et le courant du collecteur contrôle les transistors d'une conductivité différente (Fig. 22). Une cascade similaire peut être mise en œuvre sur des transistors à effet de champ, par exemple le MOSFET latéral (Fig. 24).

L'étage de sortie hybride selon le circuit de Sziklai avec des transistors à effet de champ comme sorties est illustré à la Fig. 28. Considérons le circuit d'un amplificateur parallèle utilisant des transistors à effet de champ (Fig. 30).

Comme moyen efficace d'augmenter et de stabiliser la résistance d'entrée d'un « deux », il est proposé d'utiliser un tampon à son entrée, par exemple un émetteur-suiveur avec un générateur de courant dans le circuit émetteur (Fig. 32).

Parmi les « deux » considérés, le pire en termes de déviation de phase et de bande passante était le Szyklai VK. Voyons ce que l'utilisation d'un tampon peut faire pour une telle cascade. Si au lieu d'un tampon, vous en utilisez deux sur des transistors de conductivités différentes connectés en parallèle (Fig. 35), vous pouvez vous attendre à une nouvelle amélioration des paramètres et à une augmentation de la résistance d'entrée. Parmi tous les circuits à deux étages considérés, le circuit de Szyklai à transistors à effet de champ s'est révélé le meilleur en termes de distorsions non linéaires. Voyons ce que fera l'installation d'un tampon parallèle à son entrée (Fig. 37).

Les paramètres des étages de sortie étudiés sont résumés dans le tableau. 1 .

L'analyse du tableau nous permet de tirer les conclusions suivantes :
- tout VC parmi les « deux » sur le BT en tant que charge UN est mal adapté pour travailler dans un UMZCH haute fidélité ;
- les caractéristiques d'un VC avec un DC en sortie dépendent peu de la résistance de la source du signal ;
- un étage tampon à l'entrée de l'un des « deux » du BT augmente l'impédance d'entrée, réduit la composante inductive de la sortie, élargit la bande passante et rend les paramètres indépendants de l'impédance de sortie de la source de signal ;
- VK Siklai avec une sortie DC et un tampon parallèle à l'entrée (Fig. 37) présente les caractéristiques les plus élevées (distorsion minimale, bande passante maximale, écart de phase nul dans la plage audio).

Étages de sortie basés sur des "triples"

Dans les UMZCH de haute qualité, les structures à trois étages sont plus souvent utilisées : triplets Darlington, Shiklai avec transistors de sortie Darlington, Shiklai avec transistors de sortie Bryston et autres combinaisons. L'un des étages de sortie les plus populaires à l'heure actuelle est un VC basé sur un transistor Darlington composite de trois transistors (Fig. 39). En figue. La figure 41 montre un VC avec branchement en cascade : les répéteurs d'entrée fonctionnent simultanément sur deux étages, qui, à leur tour, fonctionnent également sur deux étages chacun, et le troisième étage est connecté à la sortie commune. En conséquence, des transistors quadruples fonctionnent à la sortie d'un tel VC.

Le circuit VC, dans lequel des transistors Darlington composites sont utilisés comme transistors de sortie, est illustré à la Fig. 43. Les paramètres du VC de la Fig. 43 peuvent être considérablement améliorés si vous incluez à son entrée une cascade de tampons parallèles qui a fait ses preuves avec les « deux » (Fig. 44).

Variante de VK Siklai selon le schéma de la Fig. 4 g utilisant des transistors composites Bryston est illustré sur la Fig. 46. En figue. La figure 48 montre une variante du VK sur transistors Sziklai (Fig. 4e) avec un coefficient de transmission d'environ 5, dans laquelle les transistors d'entrée fonctionnent en classe A (les circuits du thermostat ne sont pas représentés).

En figue. La figure 51 montre le VC selon la structure du circuit précédent avec seulement un coefficient de transmission unitaire. L'examen sera incomplet si nous ne nous attardons pas sur le circuit de l'étage de sortie avec correction de non-linéarité de Hawksford, illustré sur la Fig. 53. Les transistors VT 5 et VT 6 sont des transistors Darlington composites.

Remplaçons les transistors de sortie par des transistors à effet de champ de type Latéral (Fig. 57

Les circuits anti-saturation des transistors de sortie contribuent à augmenter la fiabilité des amplificateurs en éliminant les courants traversants, particulièrement dangereux lors de l'écrêtage des signaux haute fréquence. Des variantes de telles solutions sont présentées sur la Fig. 58. Grâce aux diodes supérieures, le courant de base excédentaire est déchargé dans le collecteur du transistor à l'approche de la tension de saturation. La tension de saturation des transistors de puissance est généralement comprise entre 0,5 et 1,5 V, ce qui coïncide approximativement avec la chute de tension aux bornes de la jonction base-émetteur. Dans la première option (Fig. 58 a), en raison de la diode supplémentaire dans le circuit de base, la tension émetteur-collecteur n'atteint pas la tension de saturation d'environ 0,6 V (chute de tension aux bornes de la diode). Le deuxième circuit (Fig. 58b) nécessite la sélection des résistances R 1 et R 2. Les diodes inférieures des circuits sont conçues pour désactiver rapidement les transistors pendant les signaux d'impulsion. Des solutions similaires sont utilisées dans les interrupteurs de puissance.

Souvent, pour améliorer la qualité, les UMZCH sont équipés d'une alimentation séparée, augmentée de 10...15 V pour l'étage d'entrée et l'amplificateur de tension et diminuée pour l'étage de sortie. Dans ce cas, afin d'éviter une défaillance des transistors de sortie et de réduire la surcharge des transistors de pré-sortie, il est nécessaire d'utiliser des diodes de protection. Considérons cette option en utilisant l'exemple de modification du circuit de la Fig. 39. Si la tension d'entrée augmente au-dessus de la tension d'alimentation des transistors de sortie, des diodes supplémentaires VD 1, VD 2 s'ouvrent (Fig. 59) et le courant de base excédentaire des transistors VT 1, VT 2 est déversé sur les bus d'alimentation du transistors finaux. Dans ce cas, la tension d'entrée ne peut pas augmenter au-dessus des niveaux d'alimentation pour l'étage de sortie du VC et le courant de collecteur des transistors VT 1, VT 2 est réduit.

Circuits de polarisation

Auparavant, par souci de simplicité, au lieu d'un circuit de polarisation dans l'UMZCH, une source de tension distincte était utilisée. De nombreux circuits considérés, en particulier les étages de sortie avec un suiveur parallèle à l'entrée, ne nécessitent pas de circuits de polarisation, ce qui constitue leur avantage supplémentaire. Examinons maintenant les schémas de déplacement typiques, illustrés à la Fig. 60, 61.

Générateurs de courant stables. Un certain nombre de circuits standards sont largement utilisés dans les UMZCH modernes : une cascade différentielle (DC), un réflecteur de courant (« miroir de courant »), un circuit de décalage de niveau, un cascode (avec alimentation série et parallèle, ce dernier est aussi appelé un "cascode cassé"), un courant de générateur stable (GST), etc. Leur utilisation correcte peut améliorer considérablement les caractéristiques techniques de l'UMZCH. Nous estimerons les paramètres des principaux circuits GTS (Fig. 62 - 6 6) par modélisation. Nous supposerons que le GTS est une charge de l'ONU et qu'il est connecté en parallèle avec le VC. Nous étudions ses propriétés en utilisant une technique similaire à l'étude du VC.

Réflecteurs de courant

Les circuits GTS considérés sont une variante d'une charge dynamique pour un UN monocycle. Dans un UMZCH avec une cascade différentielle (DC), pour organiser une charge contre-dynamique dans l'ONU, ils utilisent la structure d'un « miroir de courant » ou, comme on l'appelle aussi, d'un « réflecteur de courant » (OT). Cette structure de l'UMZCH était caractéristique des amplificateurs de Holton, Hafler et autres. Les principaux circuits des réflecteurs de courant sont représentés sur la Fig. 67. Ils peuvent être soit avec un coefficient de transmission unitaire (plus précisément proche de 1), soit avec une unité plus ou moins grande (réflecteurs de courant à l'échelle). Dans un amplificateur de tension, le courant OT est compris entre 3 et 20 mA : Par conséquent, nous testerons tous les OT à un courant d'environ 10 mA, par exemple, selon le diagramme de la Fig. 68.

Les résultats des tests sont donnés dans le tableau. 3.

A titre d'exemple d'amplificateur réel, le circuit amplificateur de puissance S. BOCK, publié dans la revue Radiomir, 201 1, n° 1, p. 5 à 7 ; N° 2, p. 5 - 7 Radiotechnika n° 11, 12/06

L'objectif de l'auteur était de construire un amplificateur de puissance adapté à la fois au son de « l'espace » lors d'événements festifs et aux discothèques. Bien sûr, je voulais qu’il tienne dans un boîtier de taille relativement petite et qu’il soit facilement transportable. Une autre exigence est la disponibilité aisée des composants. Dans un souci d'obtenir une qualité Hi-Fi, j'ai choisi un circuit d'étage de sortie symétrique complémentaire. La puissance de sortie maximale de l'amplificateur a été fixée à 300 W (dans une charge de 4 ohms). Avec cette puissance, la tension de sortie est d'environ 35 V. Par conséquent, l'UMZCH nécessite une tension d'alimentation bipolaire inférieure à 2x60 V. Le circuit amplificateur est illustré à la Fig. 1 . L'UMZCH possède une entrée asymétrique. L'étage d'entrée est constitué de deux amplificateurs différentiels.

A. PETROV, Radiomir, 201 1, n° 4 - 12