¿Cuáles son los elementos principales de un multiplicador de frecuencia? Multiplicación de frecuencias. Características técnicas del MS LM7001J

Multiplicadores de frecuencia. Los multiplicadores de frecuencia pasivos más simples se basan en la distorsión de la señal de entrada armónica. em(t) en la corriente de un elemento no lineal libre de inercia con la característica y b1X (e bx). En el circuito de salida de dicho elemento no lineal, se incluye un circuito para aislar (filtrar) los componentes de mayor frecuencia de la corriente /salida (/).

Evaluemos la eficiencia operativa de dichos multiplicadores de frecuencia dependiendo de la multiplicidad. PAG. Aproximaremos la característica de un elemento no lineal con una función exponencial suave.

donde / 0 es la corriente en e w= 0; a es un multiplicador con dimensión B" 1.

Escribamos la señal de entrada armónica en la forma

Arroz. 3.11.

Dónde mi- compensación inicial; U BX - amplitud de la señal de entrada del multiplicador; co - frecuencia de la señal de entrada.

Entonces, la amplitud del lésimo armónico de corriente /1° de dicho elemento no lineal se puede expresar mediante la función de Bessel modificada. Jn(x) de orden l en la forma

Dónde

En amplitudes de entrada pequeñas x = aU BX « n la función de Bessel en la fórmula (3.4) se reemplaza por la expresión asintótica

En la Fig. 3.11 la línea de puntos muestra la relación de amplitud vida actual armónicos a la amplitud de la corriente del primer armónico para una no linealidad exponencial suave en una señal pequeña de acuerdo con la fórmula (3.5).

Para grandes amplitudes de la señal de entrada en dicho nodo, se produce el efecto de limitar la corriente de salida y, en el límite, la no linealidad se puede considerar de dos niveles:

donde / 0 es un coeficiente con la dimensión actual, que tiene el significado físico del nivel límite; MI"- tensión de corte actual.

El ángulo de corte actual, teniendo en cuenta la fórmula (3.4), está determinado por la relación cos0 = (SU") / Ud. adentro, y los armónicos más altos de la corriente 10p en lugar de la fórmula (3.5) se expresan mediante la relación

Si para cada multiplicidad l seleccionamos el ángulo de corte 0 de modo que el factor sen l0 en el numerador de la fórmula (3.7) sea igual a uno, luego de la fórmula (3.7) se deduce que las amplitudes de los armónicos superiores de la corriente disminuyen en proporción inversa al número de armónicos y, en consecuencia, su potencia es inversamente proporcional al cuadrado del número de armónicos. En la Fig. 3.11, la línea de puntos y guiones muestra la relación entre la amplitud de la corriente armónica l y la amplitud de la corriente armónica primera para una no linealidad de dos niveles según la fórmula (3.6).

Si utilizamos una aproximación lineal por partes de las características de un elemento no lineal

Dónde S- coeficiente con la dimensión A/B, que tiene el significado físico de la pendiente de la característica de un elemento no lineal, entonces en lugar de la fórmula (3.5) o (3.7) la amplitud de la corriente armónica l p p se expresa a través de los coeficientes de la expansión lineal por partes de un pulso coseno con un corte:

(3.8)

Para l = 1 la siguiente expresión es válida: y para

¿yo? 2 necesitas usar la expresión

. Para cada factor de multiplicación, existe un ángulo de corte óptimo 0 OPT = tf/l, en el cual la amplitud de la corriente de este armónico es máxima. La relación /„//, amplitudes de corriente del 1er y 1er armónico para valores óptimos del ángulo de corte 0 OPT se expresa mediante la relación

En la Fig. 3.11 la línea continua muestra (según la fórmula (3.9)) la dependencia de /„// de la multiplicidad l para la aproximación poligonal y el ángulo de corte óptimo.

De la Fig. 3.11 se deduce que las corrientes de armónicos más altos de la corriente con transformación no lineal libre de inercia y la elección óptima del ángulo de corte disminuyen en promedio en proporción inversa a la multiplicidad de l, y su potencia disminuye en proporción inversa al cuadrado de la multiplicidad. El aislamiento del componente armónico requerido con buena pureza espectral de los pulsos de corriente también es difícil con una multiplicidad alta, ya que requiere valores altos y difíciles de lograr del factor de calidad de los filtros de paso de banda selectivos en frecuencia. Por lo tanto, los multiplicadores de frecuencia más simples se utilizan sólo para relaciones de multiplicación bajas l = 2 y l = 3 utilizando ángulos de corte óptimos.

De la fórmula (3.8), además, se deduce que al elegir el ángulo de corte 0 O = p/(p - 1) es posible lograr una amplitud de corriente cero de uno de los armónicos de interferencia adyacentes. Por ejemplo, la amplitud de la corriente del tercer armónico es cero en 0 = 90°, la cuarta - en 0 = 66°, la quinta - en 0 = 52 e, la sexta - en 0 = 43 e, la séptima - en 0 = 38 e, el octavo - en 0 = 33 e. Esta característica se puede tener en cuenta para mejorar el filtrado de componentes espectrales que interfieren en los multiplicadores de frecuencia.

Se puede hacer un multiplicador de alta frecuencia sin aislar un componente armónico en la salida basándose en la formación de pulsos de video rectangulares cortos a partir de una señal de entrada armónica con frecuencia /in en los momentos en que el voltaje de entrada pasa por cero con una derivada positiva de acuerdo con fórmula (3.6). Este circuito se llama generador de armónicos y se utiliza para generar una red de muchos componentes espectrales simultáneamente con un paso de frecuencia fijo. En la Fig. La Figura 3.12 muestra el espectro de potencia de amplitud de armónicos superiores para una secuencia periódica de pulsos de video, cuando 0 = i/8, es decir la duración del pulso generado es 16 veces menor que el período de oscilación de la frecuencia de entrada.

Componentes espectrales de la oscilación que se muestra en la Fig. 3.12, tiene frecuencias nm su envolvente de poder R" obedece la ley

Dónde P 0- potencia del componente constante de la señal.

Arroz. 3.12.

Las desventajas de dicho multiplicador de frecuencia son, en primer lugar, una disminución en la eficiencia de convertir la potencia de la señal de entrada en la potencia del armónico deseado, proporcional al cuadrado de la multiplicidad, a medida que aumenta la multiplicidad; en segundo lugar, una disminución de la potencia armónica cerca de valores de la multiplicidad l, aproximadamente igual al ciclo de trabajo de los pulsos q= i/0. Además, a medida que aumenta la multiplicidad, se vuelve más complicada la tarea de suprimir con la profundidad requerida componentes que tengan una frecuencia mayor y menor que la que se está aislando.

La multiplicación de frecuencia basada en elementos reactivos no lineales (varactores) permite transferir una parte importante de la potencia de frecuencia de entrada a la carga en el armónico asignado. Las relaciones de Manly-Rowe demuestran que es fundamentalmente posible, utilizando un elemento reactivo no lineal, convertir hasta el 100% de la potencia de la señal de entrada en la frecuencia c en potencia de señal en un armónico arbitrario que tiene una frecuencia de le, si circuito eléctrico con un elemento reactivo no lineal en la entrada, tiene una resistencia insignificante para todas las frecuencias excepto la entrada, y en la salida tiene una resistencia insignificante para todas las frecuencias excepto la salida. Sin embargo, para tales multiplicadores no existe desacoplamiento entre los circuitos de entrada y salida con un elemento reactivo no lineal común. A medida que aumenta el factor de multiplicación, aumentan las dificultades para construir circuitos de filtro lineal con las propiedades indicadas.

En muchos casos, la frecuencia de la señal de entrada del multiplicador cambia durante el funcionamiento, de modo que resulta difícil el uso de circuitos de filtro resonante. Los multiplicadores de frecuencia de banda ancha se construyen sin el uso de circuitos resonantes que resaltan el armónico deseado. El circuito equilibrado (Fig. 3.13) de un multiplicador de frecuencia basado en dos elementos no lineales (NE) idénticos con excitación antifase a través de un divisor (P) permite compensar armónicos pares o impares en la salida. Para compensar los armónicos impares, las salidas de los canales se suman en fase en el sumador (C) y, para compensar los armónicos pares, se activa en su lugar un sumador de señales antifase, similar a un divisor P.

Los circuitos balanceados con diseño integrado de alta tecnología reducen el nivel de señales de interferencia más cercanas en multiplicidad.

Arroz. 3.13.

Arroz. 3.14.

componentes espectrales en 30... 35 dB. El filtro de paso de banda de salida (BPF) para preservar el ancho de banda del multiplicador se realiza mediante la inclusión secuencial de un filtro de paso bajo, que atenúa los componentes con frecuencias más bajas que las que se aíslan, y un filtro de paso alto (filtro armónico ), lo que no permite que los armónicos pasen a la salida con mayor multiplicidad. Por ejemplo, en un duplicador de frecuencia balanceado (PAG= 2) los ángulos de corte en elementos no lineales (ver Fig. 3.13) deben elegirse alrededor de 90°, de modo que la amplitud de la corriente más cercana al armónico superior seleccionado con número PAG= 3 se debilitará en 20...30 dB debido a la elección del ángulo de corte, y debido al equilibrio, los componentes del primer y tercer armónico se debilitarán en 30...35 dB adicionales. Los duplicadores de frecuencia que utilizan un circuito balanceado (ver Fig. 3.13) pueden funcionar satisfactoriamente cuando la frecuencia de la señal de entrada cambia varias veces, de 1 a 2 octavas.

Los duplicadores y triplicadores de frecuencia, por regla general, se hacen pasivos, y los multiplicadores de frecuencia son de mayor multiplicidad, a veces activos. Se construye un multiplicador de frecuencia activo en forma de un sistema de bucle de bloqueo de fase VCO con un divisor de frecuencia en el anillo de autorregulación de acuerdo con el circuito que se muestra en la Fig. 3.14. En tal circuito, la frecuencia VCO se selecciona para que sea aproximadamente un múltiplo de la frecuencia de la señal de entrada. Divisor de frecuencia fijo :PAG reduce la frecuencia a un valor cercano a /in, un discriminador de fase de pulso (PPD) compara las fases de la señal de entrada y las oscilaciones de la frecuencia VCO dividida y la señal de control filtrada e y a través de la cadena comentario se suministra a la entrada de control de frecuencia del VCO, formando así un sistema de bucle de bloqueo de fase (PLL). Los esquemas de este tipo se analizan con más detalle en el capítulo. 5.

La desventaja del multiplicador de frecuencia mostrado en la Fig. 3.14, es la posibilidad de que el sistema PLL salga de la banda de sincronización con variaciones significativas en los ajustes propios del VCO. Los multiplicadores de frecuencia activos están disponibles con multiplicidades de 3 a 64 con frecuencias de salida de hasta 100 GHz.

En los multiplicadores de frecuencia en dispositivos de microondas de electrovacío, por ejemplo en klistrones de paso, en los que el resonador de entrada está sintonizado a la frecuencia armónica de la señal de entrada y el resonador de salida está sintonizado a un múltiplo de la frecuencia, la más alta potencia de salida disminuye al aumentar la multiplicidad en proporción inversa a l, es decir significativamente más débil en comparación con los multiplicadores de frecuencia basados ​​en elementos activos sin inercia. Esto se debe a diferencias en la naturaleza de la agrupación de electrones en dichos dispositivos. Por lo tanto, tales multiplicadores de frecuencia tienen un umbral de aplicabilidad más alto en términos de multiplicidad.

En los multiplicadores de frecuencia de bobina ferromagnética que funcionan en modo de saturación, el voltaje de entrada armónico crea una corriente de pulso en el circuito de salida debido al proceso de inversión de magnetización del núcleo. Estas unidades tienen una limitación en la frecuencia de funcionamiento superior, donde se pueden utilizar circuitos con inductancias concentradas en ferrita. Conversión de la potencia de oscilación armónica de entrada sobre alta frecuencia Se pueden producir hasta 3 GHz en forma de impulsos cortos con un alto contenido de armónicos superiores utilizando diodos de almacenamiento de carga con recuperación brusca.

En mesa 3.2 presenta los parámetros de algunos modelos de multiplicadores y divisores de frecuencia integrados de banda ancha. El modelo D-0840 es un duplicador de frecuencia de diodo pasivo con un rango de frecuencia de entrada extremadamente amplio: relación de superposición de frecuencia. kf= 5. Su coeficiente de atenuación de potencia promedio de rango es -15 dB. El triplicador de frecuencia activo ATA-0304 tiene un coeficiente de superposición de frecuencia kf- 1,33 potencia de señal de salida 15 dBm. De ello se encarga un amplificador de potencia de banda ancha integrado con una banda de frecuencia de 9... 12 GHz. En el multiplicador de frecuencia 5 veces modelo MAX5M65075, el amplificador de potencia de señal de salida proporcionado nivel alto La potencia de salida y los filtros de paso bajo secuenciales incorporados (ancho de banda de 12 GHz) y el filtro de paso alto (ancho de banda de 1,5 GHz) proporcionaron un nivel de atenuación mejorado (hasta -40 dB). Tabla 3.2. Parámetros de multiplicadores y divisores de frecuencia de banda ancha integrados

Nota. x2 - duplicador de frecuencia; x3 - triplicador de frecuencia; x5 - multiplicador de frecuencia activo 5 veces; x 16 - multiplicador de frecuencia activo 16 veces; +2 - divisor de frecuencia activo por 2...

Eliminación de componentes armónicos no deseados de la señal de salida. En los multiplicadores y divisores de frecuencia, además del parámetro que caracteriza la composición armónica de la señal de salida - PSS OUT, indique los valores de PSS IN, que muestra la proporción de componentes espectrales no deseados que aparecen en el circuito de entrada debido al paso inverso. Como regla general, el valor de PSS VX es

10...20 dB más bajo que PSS OUT. Los desarrolladores y fabricantes del multiplicador de frecuencia de 16 veces modelo HMC445LP4 resolvieron un problema muy difícil: en el circuito de salida, la red de armónicos presentes simultáneamente tiene un paso de 0,6...0,7 GHz en comparación con la frecuencia promedio de 10. ..11 GHz. Este modelo utiliza un circuito balanceado para compensar los armónicos 15 y 17 impares y un filtro dieléctrico de paso de banda de salida, pero, sin embargo, el nivel de PSS OUT supera los -20 dB. Se puede observar un nivel muy bajo de ruido de fase intrínseco. T 9 (F) para este modelo.

Divisores de frecuencia. La división de la frecuencia de una señal de entrada armónica por dos ocurre en circuitos paramétricos con reactancia no lineal, por ejemplo con varicap o con ferrita. Esta división de frecuencia paramétrica por dos se utiliza en el rango de frecuencia de entrada inferior a 3...40 GHz, y si es necesario obtener un coeficiente de división más alto, dichos nodos se conectan en cascada. La ventaja de los divisores de frecuencia varactor paramétricos es que su ancho de banda es inferior a una octava, ya que no utilizan circuitos resonantes.

En el rango de frecuencias de entrada inferiores a 1 GHz, es posible utilizar divisores de frecuencia contadores digitales; en dichos nodos, el coeficiente de división de frecuencia se establece arbitrariamente y no hay restricción en la frecuencia de funcionamiento más baja y, en consecuencia, en la frecuencia más alta. coeficiente de división. La señal de salida de los divisores de frecuencia digitales es de dos niveles: tiene una forma de pulso meandro con un ciclo de trabajo de 2. Si es necesario aislar de ellos el componente armónico de la frecuencia dividida, el procesamiento de frecuencia se realiza utilizando un paso bajo. filtro con una frecuencia de corte igual al valor más alto de la frecuencia de salida.

Los multiplicadores y divisores de frecuencia introducen errores no sólo regulares, sino también aleatorios en la fase de la señal de salida, que dependen de su circuito, diseño de nodos, multiplicidad, calidad de filtrado y otros factores desestabilizadores. Por tanto, la inestabilidad de fase y frecuencia de la señal de salida del multiplicador o divisor de frecuencia es ligeramente mayor que la de la señal de entrada. La dependencia de la intensidad del ruido de fase propio cerca de la frecuencia portadora de la frecuencia de desafinación está determinada por el circuito y el modo de funcionamiento del elemento no lineal de la unidad de conversión de frecuencia, que puede diseñarse especialmente como de bajo ruido. Por ejemplo, en divisores de frecuencia en dos rangos 1... 2 GHz, el nivel PSD del propio ruido de fase "blanco" en la salida S^(F) es -155...-140 dB/Hz cuando se desafina de la frecuencia portadora F= 100 kHz.

En los divisores de frecuencia, como en los multiplicadores de frecuencia, existe una incertidumbre en el desplazamiento inicial entre los tiempos de cruce por cero de las oscilaciones de entrada y salida, que es un múltiplo del período de la frecuencia más alta. En la etapa de encendido de la fuente de energía o como resultado de la acción del ruido pulsado, la fase de oscilación de mayor frecuencia puede cambiar en un número entero de períodos de su oscilación en comparación con la fase de oscilación de baja frecuencia. El diseñador del sintetizador de señales debe evaluar las consecuencias de este fenómeno en función del propósito y las propiedades del sistema de radio en el que se utilizará.

Si la señal de entrada de un multiplicador de frecuencia en l veces tiene modulación angular periódica (fase o frecuencia) con desviación de frecuencia D/ y frecuencia de modulación FM, entonces en su salida la frecuencia de modulación no cambiará y la desviación de frecuencia será lD/ En Al mismo tiempo, el nivel de potencia de las bandas laterales del espectro de modulación en comparación con la potencia de la vibración de la portadora aumenta en 20 lg I, es decir para un duplicador - en 6 dBc.

El divisor de frecuencia DV-1826 tiene señales de entrada de ondas milimétricas, por lo que se utilizan soluciones de alta tecnología para acomodar elementos de montaje en superficie. Los divisores de frecuencia de los modelos HMC437MS8G y 25673DV-QFN están diseñados como contadores, por lo que el coeficiente de división puede ser impar y no existe un límite inferior para la frecuencia de funcionamiento: los microcircuitos producen una división de frecuencia de banda ancha en un número específico de veces en cualquier nivel bajo. -rango de frecuencia hasta DC. El chip divisor de frecuencia en ocho modelos 25673DV-QFN está diseñado para funcionar en un rango de temperatura ampliado: de -55 a +125 °C. Cabe señalar que el ruido de fase inherente de los divisores de frecuencia digitales es significativamente menor que, por ejemplo, el de un VCO del mismo rango.

Los bucles de bloqueo de fase se utilizan a menudo para la multiplicación de frecuencia. Anteriormente se utilizaban para este fin circuitos generadores de armónicos y luego se seleccionaba el armónico correspondiente con un filtro de banda estrecha.

Un circuito de bucle enclavado en fase es mucho más adecuado para este propósito. En este circuito, es relativamente fácil cambiar el coeficiente de multiplicación del circuito cambiando el coeficiente de división en el circuito de retroalimentación. La multiplicación de frecuencia utiliza circuitos de bucle de bloqueo de fase digitales o totalmente digitales.

Los multiplicadores de frecuencia se utilizan ahora comúnmente para aumentar la velocidad del reloj interno de grandes circuitos integrados. En estos microcircuitos, el circuito de bucle digital de bloqueo de fase se llama multiplicador analógico. frecuencia de reloj, y el circuito PLL completamente digital se llama multiplicador de frecuencia digital.

Para aumentar la frecuencia de reloj de los microcircuitos digitales, a menudo se usa un circuito multiplicador de frecuencia completamente digital, y para circuitos mixtos o circuitos destinados al procesamiento de señales digitales, es preferible usar un multiplicador de frecuencia analógico. Esto se debe a la pureza espectral de la señal de salida. El circuito analógico proporciona una oscilación más estable, pero tarda más en alcanzar el modo de funcionamiento.

En la Figura 1 se muestra un ejemplo de un diagrama de circuito de un multiplicador de reloj analógico.

Foto 1. Diagrama esquemático multiplicador de frecuencia analógica.

En este circuito se implementa un oscilador de referencia con estabilización de frecuencia de cuarzo en elementos lógicos D4 y D6. El generador controlado por voltaje está implementado en los elementos D1 y D3. Teniendo en cuenta que se trata de un oscilador RC, tiene un rango de sintonización de frecuencia muy grande. El transistor de efecto de campo VT1 se utiliza como elemento de control. Puede cambiar la resistencia del canal en varios miles. (La frecuencia VCO se ajustará la misma cantidad de veces). El comparador de fase se implementa en los chips D7, D8 y D10. La banda de captura del circuito de bucle de bloqueo de fase está determinada por un filtro de paso bajo implementado en el condensador C4.

Este multiplicador de frecuencia permite sólo dieciséis pasos de ajuste de frecuencia de reloj. El código que determina el coeficiente de multiplicación se ingresa a través de un puerto serie simplificado ensamblado en el registro de desplazamiento D2. Dependiendo del código, la frecuencia de salida cambia 16 veces.

En circuitos multiplicadores de frecuencia más complejos, se introducen divisores entre el oscilador de referencia y el comparador de fase. Esto permite la implementación de factores de multiplicación de frecuencia fraccionaria.

Duplicador en un escenario compuesto. El dispositivo (figura 14.18) se ensambla mediante dos transistores de diferentes conductividades. En el estado inicial, ambos transistores están cerrados. La entrada es una señal armónica. La polaridad positiva de la señal de entrada enciende el transistor. VT1 y apaga el transistor VT2. Corriente de transistor que fluye VT1 crea una caída de voltaje a través de las resistencias R3 Y R4. La primera salida tendrá una señal en fase con la señal de entrada y la segunda salida tendrá una señal desfasada. Si las resistencias de las resistencias son iguales R3 Y R4 las amplitudes de estas señales serán iguales. La media onda negativa de la señal de entrada cerrará el transistor. VT1 y abre el transistor VT2. En Salida 1 Aparecerá una señal desfasada con respecto a la señal de entrada, y Salida 2- estará en fase con la señal de entrada. Por lo tanto, cuando se aplica una señal sinusoidal a la entrada, Salida 1 todas las medias ondas serán positivas, y Salida 2- negativo. El duplicador opera en el rango de frecuencia de 200 Hz a 20 kHz.

Arroz. 14.18 figura. 14.19

Duplicador de transistores. El duplicador (figura 14.19) consta de dos transistores. El primer transistor opera en un circuito con una carga colector-emisor y su coeficiente de transmisión es igual a la unidad. El segundo transistor opera en un circuito con OB. La señal de entrada se crea en el emisor. VT2 corriente que está en la carga del colector R3 crea un voltaje igual en amplitud al voltaje de entrada. Así, la media onda positiva de la señal armónica pasa a través del transistor. VT1Y asignado a la resistencia R3con desplazamiento de fase de 180°, y la media onda negativa pasa a través del transistor VT2 sin cambio de fase. Como resultado, el voltaje a través de la resistencia R3 tendrá la forma obtenida después de la rectificación de onda completa de la señal de entrada. El duplicador opera en un amplio rango de frecuencia, que está determinado por el tipo de transistores utilizados.

Multiplicador de transistores. El circuito de duplicación de frecuencia para la señal armónica de entrada (Fig. 14.20) consta de dos etapas. Cada etapa aumenta la frecuencia de la señal 2 veces. Una media onda positiva de la señal de entrada con una amplitud de 0,5 V abre el transistor. VT2. La media onda negativa pasa a través del transistor. VT1. Estas dos señales se suman a través de una resistencia. R2. Transistor VT2 invierte la señal de entrada,a VT1- no se invierte. en una resistencia R2 Se genera una señal de rectificación de onda completa. Esta señal se envía a través de un seguidor de emisor a la segunda etapa. La amplitud de la señal de salida del repetidor es de 0,6 V.

Arroz. 14.20 figura. 14.21

Multiplicador de diodos. El voltaje armónico de entrada (Fig. 14.21) se suministra al transformador. El devanado secundario del transformador incluye dos circuitos desfasadores. En ellos, la fase de la señal armónica se desplaza 120°. Como resultado, las señales desfasadas pasan a través de los diodos. En la resistencia de entrada del transistor se suman. El tercer armónico de la señal pulsante total está aislado por el circuito. Las clasificaciones de los elementos de las cadenas desfasadoras están diseñadas para una frecuencia de 400 Hz.

Arroz. 14.22

Duplicador de frecuencia del detector. Este duplicador (figura 14.23) se basa en la rectificación de onda completa utilizando dos transistores. VT1 Y VT2. La media onda negativa del voltaje de salida del amplificador operacional pasa a través del transistor. VT1, y positivo - a través de un transistor VT2. Resistencias R6 Y R8 se eligen para que sean iguales, por lo que los coeficientes de transmisión de ambas medias ondas son iguales. Para eliminar las distorsiones en la forma de la señal de salida causadas por la influencia del umbral de la sección inicial de las características del transistor, se utiliza un amplificador operacional con retroalimentación no lineal. Con potenciómetro R2 la salida del amplificador operacional se establece en un voltaje correspondiente a una distorsión mínima de la señal de salida. El duplicador funciona bien con una señal de entrada triangular. Se pueden conectar hasta diez circuitos multiplicadores en serie para esta forma de onda de entrada.

Arroz. 14.23 figura. 14.24

Arroz. 14.25

Duplicador diferencial. El duplicador de frecuencia (figura 14.24) consta de un seguidor de emisor ensamblado en un transistor. VT1, y una etapa amplificadora construida sobre un transistor VT2. La señal de entrada a través del condensador C1 ingresa a la base del transistor. VT1. En el emisor, esta señal se suma a la señal que pasa por el transistor. VT2. Transistor VT2 opera en modo no lineal. Pasa las medias ondas negativas de la señal de entrada. La señal de entrada de fase invertida se restará de la señal del seguidor del emisor. El nivel de señales que interactúan se puede ajustar mediante resistencias. R4 Y R5. Resistor R4 controla la amplitud de la media onda negativa y la resistencia R5 regula la relación entre la señal del emisor y la señal del colector.

Duplicador de frecuencia de onda cuadrada. Dispositivo (Fig. 14.25, A) convierte una señal de entrada armónica en una señal de onda cuadrada con doble frecuencia. La señal de entrada ingresa a los emisores de los transistores. VT1 Y VT2. Transistor VT1 opera en modo limitado. El segundo transistor también limita la señal, pero debido al condensador C1, la señal de salida se desplaza 90° con respecto a la entrada. Dos señales limitadas se suman a través de resistencias. R6 Y R7. Señal bipolar total mediante transistores. VT3 Y VT4 convertido a una señal de doble frecuencia. Los diagramas de señales en varios puntos se muestran en la Fig. 14.25, b. El duplicador opera en un amplio rango de frecuencia de 20 Hz a 100 kHz. Este rango se puede cubrir utilizando la capacitancia adecuada del condensador C1. La señal de entrada debe tener una amplitud de al menos 2 V.

Multiplicador de compensación. El multiplicador de frecuencia de tipo compensación (figura 14.26) está construido en un solo transistor. La señal de amplitud limitada se suma con una señal de entrada armónica a través de una resistencia. R1 En Deevlta, se genera una señal en la salida, cuya frecuencia es 3 veces mayor que la frecuencia de la señal de entrada. La forma de onda de salida no es perfectamente armónica. Esta señal debe pasar a través de un filtro para reducir el nivel de armónicos altos. La forma de onda está muy influenciada por el nivel de recorte del transistor. Con ángulos de corte pequeños de la señal de salida, los componentes espectrales de alta frecuencia se reducen significativamente. Al mismo tiempo, la amplitud del tercer armónico disminuye.

Arroz. 14.26 figura. 14.27

Divisor de amplificador operacional. Divisor (Fig. 14.27, A) construido sobre la distribución de cuadrantes de la señal total en la salida del amplificador operacional. En Entrada 1 se genera una señal de oscilador local con una amplitud de 0,1 V, Entrada 2 - señal convertida. La dependencia de la amplitud de la señal de salida de la señal convertida se muestra en la Fig. 14.27, b.

Multiplicación de frecuencia Este es el proceso de producir vibraciones con una frecuencia que es múltiplo de la frecuencia de la vibración original.

La multiplicación de frecuencia se utiliza si por alguna razón es imposible obtener una oscilación con la frecuencia requerida (a frecuencias de varios cientos de megahercios y superiores) o si es necesario obtener una frecuencia de oscilación con una precisión de un múltiplo de una determinada frecuencia.

La multiplicación de frecuencia se puede lograr mediante tres métodos:

• método del ángulo de corte;
• método de obtención de frecuencias mediante una secuencia de pulsos periódicos (PPS);
• un método para obtener múltiples frecuencias utilizando un pulso de radio.

Método del ángulo de corte

Este método Se utiliza para producir una vibración armónica de un múltiplo de frecuencia a partir de otra vibración armónica. Para obtener una oscilación con la frecuencia requerida, es necesario transformar el espectro de la señal de entrada (introducir nuevos componentes armónicos en el espectro). Para transformar el espectro se utiliza un elemento no lineal que opera en modo de corte. Para ello, se fija la posición del punto de funcionamiento, utilizando la tensión de polarización U 0, fuera de la característica corriente-tensión del elemento (Figura 26). En este caso, el elemento se abre solo en el momento en que el voltaje de la señal de entrada Uin alcanza un cierto valor inicial Un. cuando uin ángulo de corte(q), que es igual a la mitad de la parte del período de oscilación de entrada durante el cual la corriente fluye a través del elemento no lineal o, en otras palabras, igual a la mitad de la duración del pulso. Cuando q=0 no hay voltaje en la salida del elemento, ya que el elemento está cerrado todo el tiempo. En q=180°, el elemento opera sin corte y se observa una oscilación armónica en la salida, y estará presente una componente constante en el espectro de esta oscilación.

Figura 26 - Para explicar el modo de funcionamiento de un elemento no lineal al multiplicar la frecuencia.

El ángulo de corte se puede determinar a partir de la expresión

porque ? = (Ud.norte— Ud. 0 )/ Eh (36)

donde Um es la amplitud de la oscilación de entrada.

La amplitud de los pulsos de corriente de salida está determinada por la expresión

Soy = SCasarse? Eh(1 — porque q) (37)

El espectro de la secuencia periódica resultante contiene muchos componentes ubicados en frecuencias que son múltiplos de la frecuencia de la señal de entrada. La amplitud de estos componentes está determinada por la expresión

soy k= ak(q) ? Soy (38)

donde Im k es la amplitud del k-ésimo componente del espectro de respuesta;

a k (q) es el coeficiente de proporcionalidad para el k-ésimo componente del espectro;

Im es la amplitud de los pulsos de corriente de salida.

Los coeficientes a k (q) dependen del ángulo de corte y están determinados por funciones de Berg. En la Figura 27 se presentan gráficas de las funciones de Berg para la componente constante y los primeros tres armónicos.

Figura 27 - Gráficas de funciones de Berg

Para determinar los coeficientes, es necesario determinar los valores de a k para todas las funciones en el ángulo de corte q requerido. Por ejemplo, es necesario determinar los coeficientes de proporcionalidad para q=80°. Utilizando la gráfica a 0 determinamos el coeficiente de proporcionalidad para la componente constante en un valor de q=80°. Es igual a 0 (80°)"0,28. De manera similar, determinamos el valor de los coeficientes a 1 (80°)"0,47 (por la función a 1), a 2 (80°)"0,24 (por la función a 2)? a 3 (80°)»0,05 (por función a 3).

Al multiplicar la frecuencia, es necesario obtener una oscilación con la frecuencia requerida de la mayor amplitud posible. Esto es posible en valores máximos de ak (q). A su vez, el máximo de a k (q) se observa en los puntos máximos de las funciones de Berg correspondientes. Cada función tiene un máximo en un ángulo de corte específico. El ángulo de corte en el que se observa la mayor amplitud del armónico requerido se llama ángulo de corte óptimo. Entonces, el ángulo de corte óptimo para el segundo armónico es q=60°, y para el tercero q=40°. El ángulo de corte óptimo lo establece la tensión de polarización U 0 .

Este método permite obtener vibraciones con una multiplicidad de 2 y 3. Esto se explica por el hecho de que las amplitudes de los componentes armónicos en el espectro de respuesta con números grandes tienen una amplitud demasiado pequeña. Establecer el ángulo de corte óptimo requerido para estos componentes conducirá a una disminución en la amplitud de los pulsos de corriente de salida y nuevamente a la producción de oscilaciones con una amplitud muy pequeña.

En la Figura 28 se muestra el diagrama esquemático de un multiplicador de frecuencia que implementa el método del ángulo de corte.

Figura 28 - Diagrama esquemático de un multiplicador de frecuencia en un transistor

Este multiplicador utiliza el transistor bipolar VT1 como elemento no lineal, funcionando en el modo de corte de corriente del colector. El transistor se alimenta con tensión de alimentación Ek y tensión de polarización U0. El voltaje de entrada se suministra a través del circuito oscilante L1 C1. Se utiliza un circuito oscilatorio para obtener una mayor estabilidad de la frecuencia de oscilación de entrada, es decir, para que la entrada del transistor reciba una oscilación que contenga solo un armónico a la frecuencia requerida y, por lo tanto, elimine la distorsión de la oscilación resultante. El transistor transforma el espectro de vibración. Luego, el armónico con la frecuencia requerida es aislado por el circuito oscilante L2 C2, utilizado como filtro de paso de banda.

La característica del multiplicador de frecuencia es factor de multiplicación, mostrando cuántas veces la frecuencia de la oscilación de salida excede la frecuencia de la oscilación de entrada

k=falta/aleta(39)

Como se señaló anteriormente, el factor de multiplicación de este multiplicador no excede 3. Para obtener Ku>3, es necesario utilizar circuitos multiplicadores multietapa (conexión en serie de varios multiplicadores). Por ejemplo, para obtener Ku=6, es necesario conectar dos multiplicadores con Ku=2 y Ku=3 en serie.

Métodos de multiplicación de frecuencia utilizando PPI y pulso de radio.

Método para obtener múltiples frecuencias usando PPI se basa en el hecho de que el espectro de una secuencia periódica ya contiene componentes armónicos en múltiples frecuencias de señal, es decir, múltiplos del primer armónico (Figura 29). Por lo tanto, sólo es necesario aislar del espectro el armónico con la frecuencia requerida. Para obtener vibraciones de mayor amplitud es necesario aislar las componentes armónicas del primer lóbulo del espectro, y la amplitud de las componentes disminuye menos cuanto mayor es el número de componentes en el lóbulo. Así, para multiplicar la frecuencia se utilizan secuencias periódicas con un ciclo de trabajo superior a 14.

Este método le permite aumentar la frecuencia de oscilación decenas de veces.

Método de obtención de múltiples frecuencias mediante un pulso de radio. Consiste en multiplicar la oscilación original por otra oscilación armónica de alta frecuencia, es decir, la portadora armónica es modulada por una oscilación de pulso. En este caso, el espectro de la oscilación del pulso se transfiere al rango de frecuencia de la oscilación armónica, dando como resultado la formación de un pulso de radio. Luego, se aísla un armónico con la frecuencia requerida del espectro del pulso de radio recibido. Este método le permite obtener una oscilación con una frecuencia cientos de veces mayor que la frecuencia de la oscilación original.

Figura 29 - Multiplicación de frecuencia usando PPI: a) PPI original con frecuencia fs y ciclo de trabajo 17; b) espectro SPI; c) la oscilación resultante con una frecuencia de 10fs

Las HF se han generalizado en una amplia variedad de tipos de equipos radioelectrónicos. Por ejemplo, en hornos de inducción con corrientes de alta frecuencia, en dispositivos de radionavegación y radar, en comunicaciones por radio, implementaciones de circuitos de supresión de interferencias, además, utilizando HF, es posible regular la velocidad de los motores eléctricos.

La aparición de los primeros desarrollos de circuitos de multiplicadores de frecuencia en la historia del desarrollo de la electrónica se registró en los años treinta del siglo pasado, ciclo 7.

La principal característica técnica del multiplicador de frecuencia es el factor de multiplicación de frecuencia N, calculado mediante la fórmula como la relación entre la frecuencia de la señal de salida y la frecuencia de entrada:

N=f salida / f entrada

Un rasgo característico del amplificador es la constancia de N al cambiar (en una determinada región finita) la frecuencia de la señal de entrada, así como las propiedades del propio multiplicador (frecuencias resonantes de los circuitos oscilatorios o resonadores incluidos en el amplificador). , es decir. en él, la inestabilidad relativa de la frecuencia de oscilación durante la multiplicación permanece constante. Esta propiedad permite el uso de HF para un aumento múltiple en la frecuencia de oscilaciones estables en diversos dispositivos de medición, transmisión de radio, radar, etc.; en este caso, el factor de multiplicación de frecuencia N puede alcanzar valores de 10 o más unidades.

El principal problema técnico en el desarrollo de amplificadores es la reducción de la inestabilidad de fase de las oscilaciones de entrada (debido a la naturaleza aleatoria de sus cambios de fase), lo que conduce a un aumento en la inestabilidad relativa de la frecuencia en la salida del multiplicador de frecuencia en comparación al mismo valor en su entrada.

Se utilizan ampliamente en frecuencias altas y ultraaltas. Se caracterizan por un bajo nivel de ruido de fase y térmico, así como por suficiente diseño simple. Hoy en día, en la práctica de la radioafición, se utilizan tres métodos fundamentalmente diferentes de multiplicación de frecuencia en diodos HF:

Multiplicación de varactores (en otras palabras, multiplicación por capacitancia no lineal);
Duplicación en un circuito de rectificación de onda completa
Conversión de diodo de la forma del pulso con posterior selección de los armónicos necesarios.

El funcionamiento de los amplificadores de diodos se describe a continuación. Parámetros técnicos: factor de multiplicación (ver fórmula anterior), potencias de salida (P outN) y entrada (P in), banda de frecuencia de funcionamiento, eficiencia (η = P outN / P in, o eficiencia multiplicadora o coeficiente de transferencia de potencia), etc.

Su principal elemento de trabajo es un multiplicador (varactor), un tipo de diodo semiconductor que se utiliza como capacitancia no lineal con bajas pérdidas. La conversión de frecuencia se lleva a cabo distorsionando la forma de onda de la señal en una capacitancia no lineal dependiente del voltaje y separando posteriormente el componente armónico necesario. En las siguientes figuras se muestran diagramas de bloques de los dos tipos principales de multiplicadores de varactor:

Estos circuitos incluyen: un varactor, una fuente de señal de entrada, una carga y filtros F1, F2. Estos últimos son necesarios para filtrar armónicos en la carga y la fuente de señal de entrada, así como para hacer coincidir la fuente y la carga. F1 está sintonizado a la frecuencia de la señal de entrada (esto podría ser, por ejemplo, un filtro de paso bajo con una frecuencia de corte ligeramente superior a la frecuencia de la señal de entrada), y F2 está sintonizado a la frecuencia del armónico requerido ( este debería ser un FP de banda bastante estrecha. Con tales características, sólo dos armónicos de corriente pasan a través del varactor.

La potencia de la señal suministrada al amplificador se pierde parcialmente en el varactor, F1 y F2. Una pequeña fracción de la potencia convertida se disipa en los componentes del circuito. Por tanto, el coeficiente de transferencia de potencia de los amplificadores varactor es menor que la unidad.

La peculiaridad es que la frecuencia de ondulación del voltaje de salida es el doble de la frecuencia del voltaje de entrada. Esta propiedad es la base del principio de funcionamiento de un duplicador de frecuencia. La siguiente figura muestra dos circuitos duplicadores simples basados ​​en un circuito puente y un circuito rectificador de punto medio de onda completa.

Se pueden utilizar circuitos resonantes ordinarios como transformadores en la entrada y salida del multiplicador, pero se pueden lograr mejores propiedades utilizando transformadores balun de banda ancha.